无线接收装置、码元定时控制方法及码元定时控制程序

摘要

在无线接收装置中，正交检波器(4)的数字输出信号由取样频率转换器(15)来降低取样频率，并被提供给频带限制滤波器(6)。码元定时偏差检测电路(18)基于由码元定时检测电路(17)从频带限制滤波器(6)的输出获得的相关值，来检测取样频率转换器(15)中的取样定时偏差的大小及方向，并调整取样频率转换器(15)中的取样定时。由此来抽出正确定时的码元点。

说明书

技术领域

本发明涉及无线接收装置、码元定时控制方法及码元定时控制程序，更特定地说，涉及在实现数据通信之类的高速大容量通信的移动体通信系统中，比如用于其基站的无线接收装置、码元定时控制方法及码元定时控制程序。

背景技术

以往，在PHS(Personal Handyphone System)之类的移动体通信系统中，作为调制方式，采用比如π/4QPSK(Quadrature PhaseShift Keying)方式。

图13是表示采用了这种调制方式的传统PHS的比如构成基站的无线接收装置构成的功能框图。

参照图13，由天线1接收的无线频率模拟接收信号被提供给频率转换电路2，转换成中频模拟接收信号。该中频模拟接收信号由模拟/数字转换器3，被转换成规定取样频率的数字接收信号。

该数字接收信号被提供给正交检波器4，被实施正交检波。虽然在正确的形式下，来自正交检波器4的输出由同相成分(I成分)及正交成分(Q成分)来组成，但为了便于图示，在图13中由1条信号线来表示。

正交检波器4的输出被提供给取样频率转换器5，取样频率转换器5通过对所提供的数字接收信号间歇性取样(通过疏化信号)，将数字接收信号的取样频率转换为更低的取样频率。

取样频率转换器5的数字信号输出，为了频带限制而被提供给频带限制滤波器6。频带限制滤波器6是一种由周知的FIR(Finite ImpulseResponse)滤波器等构成的频降低通滤波器。

频带限制滤波器6的输出被提供给码元定时检测电路7，同时还被提供给码元定时抽出器8。码元定时检测电路7基于频带限制滤波器6的数字信号输出及已知的参照数据，来检测所提供的数字信号输出中码元点所在的定时，并将表示该定时的定时信号提供给码元定时抽出器8。

码元定时抽出器8基于来自码元定时检测电路7的定时信号，抽出频带限制滤波器6的数字信号输出中的码元点数据。

由码元定时抽出器8抽出的码元点数据被提供给载波相位·频率偏置补偿器9，载波的相位及频率偏置被补偿。

载波相位·频率偏置补偿器9的输出被提供给判定器10，进行基于周知的π/4QPSK方式的IQ坐标平面上码元点的判定，其结果作为解调数据来输出。

图14是更详细地说明图13所示的码元定时检测电路7及码元定时抽出器8结构的框图。

参照图14，构成从图13的频带限制滤波器6输出的数字信号的I成分及Q成分，被提供给码元定时检测电路7的相关器7a。按各I成分及Q成分，向相关器7a提供已知的参照数据。

相关器7a，计算被限制了频带的I成分及Q成分与参照数据的I成分及Q成分的相关值，绝对值电路7b对该计算结果的实数部进行平方计算，绝对值电路7c对该计算结果的虚数部进行平方计算。

实数部及虚数部各自的平方值由加法器7d来相加，作为相关值的平方提供给最大值检测部7e。

图15是表示由加法器7d得到的相关值的平方值变化一例的曲线图。图15中，横轴表示时间，纵轴表示相关值的平方。

最大值检测部7e将图15所示的曲线图中，相关值的平方成为最大的定时作为码元点定时检测出来，使表示码元点定时的定时信号分别发生I成分及Q成分，并提供给码元定时抽出器8。

码元定时抽出器8，包含用于从频带限制滤波器6向载波相位·频率偏置补偿器9分别提供I成分及Q成分信号成分的开关8a、8b。

即这些开关8a、8b，在来自最大值检测部7e的定时信号表示码元点定时时关闭，取出从频带限制滤波器6输出的I成分及Q成分信号，并作为码元点信号来输出。在除此之外的场合下，这些开关8a、8b处于开启状态。

这样，由码元定时检测电路7及码元定时抽出器8，来抽出被限制了频带的数字接收信号中的码元点信号，并由后段电路而受到解码处理。

以下对在图13所示的无线接收装置中，设置取样频率转换器5的理由作以说明。通常，从模拟/数字转换器3输出的数字信号的取样频率，取决于频率转换电路2的输出即中间频率，比如需要其2倍以上的频率。

这样，如果要由频带限制滤波器6对这种高取样频率(比如80个样本/码元)的数字信号进行频带限制，则构成频带限制滤波器6的FIR滤波器中的数字信号处理量将增大，信号处理将需要大量的时间。

为此，设置取样频率转换器5，将正交调制器4的数字信号输出的取样频率(比如80个样本/码元)转换成更低的取样频率(比如8个样本/码元)。

这样，可减轻频带限制滤波器6的信号处理量，缩短信号处理所需的时间。

如果如上所述，用取样频率转换器5只单纯对正交检波器4的输出信号取样(疏化)，则存在着在后段的码元定时检测电路7及码元定时抽出器8中，不再能获得正确的码元点的问题。

图15，是模式地表示图13的取样频率转换器5中信号的取样结果，即由码元定时检测电路7的加法器7d获得的上述相关值的平方值变化状态的曲线图。图15中由虚线表示的曲线，表示与从正交检波器4输出的高取样频率数字信号对应的相关值的平方值，曲线上的空白圆圈，表示与由取样频率转换器5取样的码元点对应的相关值的平方值。

在图15的示例中，在取样频率转换器5中，与数字信号的峰值相当的码元点被偶然取样。即在图15中，向上箭头所示的取样点偶然是正确的。

然而，一般在取样频率转换器5中，不特别确认以哪个定时来取样，而是以任意的定时来进行取样。

图16，是模式地表示图13的取样频率转换器5中信号的取样结果，即由码元定时检测电路7的加法器7d获得的上述相关值的平方值变化状态其它示例的曲线图。图16中由虚线表示的曲线，与图15同样表示与从正交检波器4输出的高取样频率数字信号对应的相关值的平方值，曲线上的X标记，表示与由取样频率转换器5取样的码元点对应的相关值的平方值。在图15的示例中，在取样频率转换器5中，与数字信号的峰值相当的码元点被偶然取样，但在图16的示例中，与峰值相当的码元点未被正确取样。即在图16中，向上箭头所示的取样点，从图15所示的正确取样定时来偏离。

由于取样频率转换器5中的取样定时未被特别控制，因而可能进行一种图16所示的发生了偏差的定时下的取样，并被提供给后段的码元定时检测电路。

但是在PHS之类的传统移动体通信系统中，由于一般作为调制方式，采用周知的π/4QPSK方式，因而即使被如此取样的码元点定时偏离原本的定时，在信号处理时也不会发生接收错误等。

更详细地说，在π/4QPSK调制方式中，如众所周知，在IQ坐标平面上，每个象限只配备一个码元点。即，由于在该方式中，各象限只有一个码元点，因而即使比如码元点的定时有若干偏差，只要码元点处于原本的象限内，该码元点便可被正确识别，在后段的信号处理中不发生接收错误。

不过在近来的移动体通信系统中，在比如数据通信中，与传统的语音通信相比，更要求高质量、大容量的传送，因此正在探讨采用与上述的π/4QPSK方式相比更为多值的调制方式。

作为这种多值调制方式一例，周知的16QAM(QuadratureAmplitude Modulation)方式已被实用于现有种类的数据通信中。在这种16QAM方式中，如众所周知，接收信号的码元点，与在IQ坐标平面上按各象限来配置成4个格子状的、在坐标平面整体上合计为16个的信号点的之一相对应。

因此在作为PHS的调制方式采用了该16QAM方式的场合下，存在以下问题：即如果如图16所示，码元点的取样定时不适当，则本来与在IQ坐标平面的某象限配置成格子状的4个码元点的之一对应的码元会被误认为是邻接的其它码元点，并在后段的信号处理中产生接收错误。

因此本发明的目的在于：提供一种在移动体通信系统中，即使在为能进行高速大容量传送而采用了多值调制方式的场合下，也能防止发生因码元点的取样定时偏差而引起的接收错误的无线接收装置、码元定时控制方法及码元定时控制程序。

发明内容

根据本发明的1个方面，接收被多值调制了的信号并进行数字处理的无线接收装置具备信号转换单元、频率转换单元、码元定时检测单元、信号抽出单元、信号处理单元、定时偏差检测单元。信号转换单元将所接收的信号转换成具有第1取样频率的第1数字信号。频率转换单元对第1数字信号取样，并转换成具有第2取样频率的第2数字信号。码元定时检测单元检测第2数字信号中码元点的定时。信号抽出单元从第2数字信号，抽出所检测出的定时的码元点。信号处理单元对所抽出的码元点实施规定的数字信号处理。定时偏差检测单元检测由码元定时检测单元检测出的码元点的定时相距正确的码元点的定时的偏差。频率转换单元根据由定时偏差检测单元检测出的定时偏差，来调整对第1数字信号取样的定时，以使由码元定时检测单元在正确的码元点定时检测码元点。

最好，码元定时检测单元将第2数字信号与规定的参照信号的相关值取最大值的定时，判定为第2数字信号中码元点的定时。

最好，定时偏差检测单元，基于最大值前后的相关值大小与最大值大小的关系，来算出偏差的大小及方向。

最好，定时偏差检测单元包含除算单元，其算出最大值前后的相关值各自的大小的平方之差，并对所算出的差除以最大值大小的平方；累算单元，其将除算结果所得到的值与规定的阈值进行比较，如果所得到的值大于阈值，便累算得到的值；反复单元，其按规定次数重复基于除算单元的除算和基于累算单元的累算；决定单元，其基于按规定次数重复后的累算单元的累算结果大小来决定偏差的大小，并基于累算结果的符号来决定偏差的方向。

最好，频率转换单元基于上述算出的偏差的大小及方向，来校正第1数字信号的取样基准位置。

最好，无线接收装置还具有滤波单元，其设置于频率转换单元与码元定时检测单元之间，对第2数字信号进行频带限制。

根据本发明的其它方面，由多个天线来接收被多值调制了的信号并进行数字处理的无线接收装置具备：多个信号转换单元、多个频率转换单元、码元定时检测单元、信号抽出单元、信号处理单元、定时偏差检测单元。多个信号转换单元将由多个天线接收的多个信号，分别转换成具有第1取样频率的多个第1数字信号。多个频率转换单元对多个第1数字信号分别取样，并转换成具有第2取样频率的多个第2数字信号。码元定时检测单元检测多个第2数字信号中信号电平相对高的第2数字信号中码元点的定时。信号抽出单元从多个第2数字信号中信号电平相对高的第2数字信号，抽出检测出的定时的码元点。信号处理单元对抽出的码元点实施规定的数字信号处理。定时偏差检测单元检测由码元定时检测单元检测出的码元点定时相距正确的码元点定时的偏差。多个频率转换单元，各自根据由定时偏差检测单元检测出的定时偏差，来调整对相对应的第1数字信号取样的定时，以使由码元定时检测单元在正确的码元点定时来检测码元点。

最好，码元定时检测单元将信号电平相对高的第2数字信号与规定的参照信号的相关值取最大值的定时，判定为第2数字信号中码元点的定时。

最好，定时偏差检测单元基于最大值前后的相关值大小与最大值大小的关系，来算出偏差的大小及方向。

最好，定时偏差检测单元包含：除算单元，其算出最大值前后的相关值各自的大小的平方之差，并对所算出的差除以最大值大小的平方；累算单元，其将除算结果所得到的值与规定的阈值进行比较，如果所得到的值大于阈值，便累算得到的值；反复单元，其按规定次数重复基于除算单元的除算和基于累算单元的累算；决定单元，其基于按规定次数重复后的累算单元的累算结果大小来决定偏差的大小，并基于累算结果的符号来决定偏差的方向。

最好，多个频率转换单元各基于算出的偏差的大小及方向，来校正对应的第1数字信号的取样基准位置。

最好，无线接收装置还具有多个滤波单元，其设置于多个频率转换单元与码元定时检测单元之间，对多个第2数字信号分别进行频带限制。

根据本发明的其它方面，由多个天线来接收被多值调制了的信号并进行自适应阵列处理的无线接收装置具备：多个信号转换单元、多个频率转换单元、码元定时检测单元、多个信号抽出单元、信号处理单元、定时偏差检测单元、接收定向性合成单元。多个信号转换单元将由多个天线接收的多个信号，分别转换成具有第1取样频率的多个第1数字信号。多个频率转换单元对多个第1数字信号分别取样，并转换成具有第2取样频率的多个第2数字信号。码元定时检测单元检测多个第2数字信号中码元点的定时。多个信号抽出单元从多个第2数字信号抽出码元点。信号处理单元对抽出的码元点实施规定的数字信号处理。定时偏差检测单元检测由码元定时检测单元检测出的码元点的定时相距正确的码元点的定时的偏差。接收定向性合成单元对多个第2数字信号实施自适应阵列处理，来形成接收定向性被控制的阵列合成输出。码元定时检测单元算出阵列合成输出与规定的参照信号的相关值所涉及的数据，并提供给定时偏差检测单元。定时偏差检测单元，对从码元定时检测单元提供的相关值所涉及的数据的、最大码元点值与最大码元点前后的值实施2次曲线近似，由此来检测最大码元点的定时相距正确的码元点的定时的偏差，并基于检测出的定时偏差，来控制多个频率转换单元的多个第1数字信号的取样定时，并控制多个信号抽出单元的码元点抽出定时。

根据本发明的其它方面，接收被多值调制了的信号并进行数字处理的无线接收装置中的码元定时控制方法包含：将所接收的信号转换成具有第1取样频率的第1数字信号的步骤；对第1数字信号取样，并转换成具有第2取样频率的第2数字信号的步骤；检测第2数字信号中码元点的定时的步骤；从第2数字信号，抽出检测出的定时的码元点的步骤；对抽出的码元点实施规定的数字信号处理的步骤；检测检测出的码元点定时相距正确的码元点定时的偏差的步骤。对第1数字信号取样的步骤根据检测出的定时偏差，来调整对第1数字信号取样的定时，以便在正确的码元点定时检测码元点。

最好，检测码元点定时的步骤将第2数字信号与规定的参照信号的相关值取最大值的定时，判定为第2数字信号中码元点的定时。

最好，检测定时偏差的步骤基于最大值前后的相关值大小与最大值大小的关系，来算出偏差的大小及方向。

最好，检测定时偏差的步骤包含：算出最大值前后的相关值各自大小的平方之差，并对所算出的差除以最大值大小的平方的步骤；将除算结果所得到的值与规定的阈值进行比较，如果所得到的值大于阈值，则累算得到的值的步骤；按规定次数重复除算和累算的步骤；基于按规定次数重复后的累算结果大小来决定偏差的大小，并基于累算结果的符号来决定偏差的方向的步骤。

最好，对第1数字信号取样的步骤，基于上述算出的偏差的大小及方向，来校正第1数字信号的取样基准位置。

最好，码元定时控制方法还包括对第2数字信号进行频带限制的步骤。

根据本发明的其它方面，由多个天线来接收被多值调制了的信号并进行自适应阵列处理的无线接收装置中的码元定时控制方法包括：将由多个天线接收的多个信号，分别转换成具有第1取样频率的多个第1数字信号的步骤；对多个第1数字信号分别取样，并转换成具有第2取样频率的多个第2数字信号的步骤；检测多个第2数字信号中码元点的定时的步骤；从多个第2数字信号抽出码元点的步骤；对抽出的码元点实施规定的数字信号处理的步骤；检测检测出的码元点定时相距正确的码元点定时的偏差的步骤；对多个第2数字信号实施自适应阵列处理，来形成接收定向性被控制了的阵列合成输出的步骤。检测码元点定时的步骤包含算出阵列合成输出与规定的参照信号的相关值所涉及的数据的步骤。检测定时偏差的步骤包含：对相关值所涉及的数据的、最大码元点的值与最大码元点前后的值实施2次曲线近似，由此来检测最大码元点定时相距正确的码元点定时的偏差的步骤；基于检测出的定时偏差，来控制多个第1数字信号的取样定时，并控制码元点抽出定时的步骤。

根据本发明的其它方面，接收被多值调制了的信号并进行数字处理的无线接收装置中的码元定时控制程序使计算机执行：将所接收的信号转换成具有第1取样频率的第1数字信号的步骤；对第1数字信号取样，并转换成具有第2取样频率的第2数字信号的步骤；检测第2数字信号中码元点的定时的步骤；从第2数字信号，抽出检测出的定时的码元点的步骤；对抽出的码元点实施规定的数字信号处理的步骤；检测检测出的码元点定时相距正确的码元点定时的偏差的步骤。对第1数字信号取样的步骤根据检测出的定时偏差，来调整对第1数字信号取样的定时，以便在正确的码元点定时检测码元点。

最好，检测码元点定时的步骤将第2数字信号与规定的参照信号的相关值取最大值的定时，判定为第2数字信号中码元点的定时。

最好，检测定时偏差的步骤基于最大值前后的相关值大小与最大值大小的关系，来算出偏差的大小及方向。

最好，检测定时偏差的步骤包含：算出最大值前后的相关值各自大小的平方之差，并对所算出的差除以最大值大小的平方的步骤；将除算结果所得到的值与规定的阈值进行比较，如果所得到的值大于阈值，则累算得到的值的步骤；按规定次数重复除算和累算的步骤；基于按规定次数重复后的累算结果大小来决定偏差的大小，并基于累算结果的符号来决定偏差的方向的步骤。

最好，对第1数字信号取样的步骤基于算出的偏差的大小及方向，来校正第1数字信号的取样基准位置。

最好，码元定时控制程序还包括对第2数字信号进行频带限制的步骤。

根据本发明的其它方面，由多个天线来接收被多值调制了的信号并进行自适应阵列处理的无线接收装置中的码元定时控制程序使计算机执行：将由多个天线接收的多个信号，分别转换成具有第1取样频率的多个第1数字信号的步骤；对多个第1数字信号分别取样，并转换成具有第2取样频率的多个第2数字信号的步骤；检测多个第2数字信号中码元点的定时的步骤；从多个第2数字信号抽出码元点的步骤；对抽出的码元点实施规定的数字信号处理的步骤；检测检测出的码元点定时相距正确的码元点定时的偏差的步骤；对多个第2数字信号实施自适应阵列处理，来形成接收定向性被控制了的阵列合成输出的步骤。检测码元点定时的步骤包含算出阵列合成输出与规定的参照信号的相关值所涉及的数据的步骤。检测定时偏差的步骤包含：对相关值所涉及的数据的、最大码元点的值与最大码元点前后的值实施2次曲线近似，由此来检测最大码元点定时相距正确的码元点定时的偏差的步骤；基于检测出的定时偏差，来控制多个第1数字信号的取样定时，并控制码元点抽出定时的步骤。

因此根据本发明，即使在移动体通信系统中采用了多值调制方式的场合下，通过将频率转换单元中的码元点的取样定时偏差校正到原本的正确定时，可以防止发生因取样定时偏差而引起的接收错误。

附图说明

图1是表示基于本发明实施方式1的无线接收装置结构的功能框 图。

图2A及2B是说明本发明实施方式1的原理的波形图。

图3是说明基于本发明实施方式1的无线接收装置动作的流程图。

图4是说明基于本发明实施方式1的无线接收装置动作的流程图。

图5是说明传统的无线接收装置动作的流程图。

图6是说明基于本发明实施方式1的无线接收装置动作的流程图。

图7是表示基于本发明实施方式1的无线接收装置对PHS基站的应用示例的功能框图。

图8是表示基于本发明实施方式2的无线接收装置结构的功能框图。

图9是说明本发明实施方式2的原理的波形图。

图10～图12是说明基于本发明实施方式2的无线接收装置动作的流程图。

图13是表示传统的无线接收装置结构的功能框图。

图14是表示图13所示的码元定时检测电路7及码元定时抽出器8结构的功能框图。

图15是表示相关值的平方值变化的附图。

图16是表示相关值的平方值变化的其它方式的附图。

具体实施方式

以下参照附图，对本发明的实施方式作详细说明。此外对图中相同或相当的部分附加同一符号，不重复其说明。

[实施方式1]

图1是表示基于本发明实施方式1的，比如PHS之类移动体通信系统基站中采用的无线接收装置结构的功能框图。在以下说明的各实施方式中，作为多值调制方式采用周知的16QAM。因此，在最终段的判定部10中，进行基于16QAM的码元点判定。

图1所示的无线接收装置除了以下部分之外，与图13所示的传统无线接收装置相同。即，码元定时检测电路17基本上具有与图14所示的码元定时检测电路7相同的结构，从图14的加法器7d输出的相关值平方数据不仅只被传送给最大值检测部7e，还被传送到外部。表示相关值的平方达到最大的定时的信号从最大值检测部7e向外部提供。

被提供到外部的相关值平方数据及最大值定时数据，被提供给码元定时偏差检测电路18。码元定时偏差检测电路18基于相关值平方数据及最大值定时数据，来发生调整取样频率转换器15中的取样定时的定时信号，并提供给取样频率转换器15。

图2A及2B，是模式地表示图1的码元定时偏差检测电路校正取样频率转换器15中的取样定时偏差的原理的波形图。

图2A及2B，分别是放大表示图15或图16所示的从码元定时检测电路17提供的相关值平方的曲线峰值部分的曲线图，空白圆圈分别表示相关值平方的信号点。

图2A表示图15所示的，在取样频率转换器15中以正确的定时来取样的场合下相关值平方的峰值部分。在该图中，表示最大值的点a2处于相关值平方的峰值处，因此其前后的相关值平方的点a1、a3具有几乎相同的大小。

与此相对，图2B表示图16所示的，在取样频率转换器15中以偏移了的定时来取样的场合下相关值平方的峰值部分。在该图中，表示最大值的点b2不处于相关值平方的峰值处，因此其前后的相关值平方的点b1、b3的大小相异。

这样，通过检测出相关值平方的最大值(a2、b2)前后的2个相关值平方(a1及a3，b1及b3)之差的大小及变化方向，可以判定出相关值的最大值相距峰值位置的偏移方向及偏移量，即取样频率转换器15的取样定时相距正确定时的偏移方向及偏移量。

这样，通过只根据检测出的偏差大小及方向，来校正取样频率转换器15的取样定时，便可以以正确的定时来抽出码元点。

在图1所示的无线接收装置的构成中，正交检波器4之后的后段功能，可利用比如数字信号处理器(DSP)等数字信号处理部20，通过软件来实现。基于上述本发明实施方式1的无线接收装置的动作，在实际上根据图3、图4及图6所示的流程图，通过软件来实行。该DSP20将具有以下各流程图的各步骤的程序从未图示的存储器读出，并加以实行。该程序可从外部安装。

图3，是表示检测图1的码元定时检测电路17中相关值的大小平方数据及其最大值的定时的动作的流程图。

参照图3，在步骤S1，将开始位置输入到相关值计算位置。在步骤S2，判定相关值计算位置是否是结束位置。

在判定出不是结束位置后，进入步骤S3，通过相关值计算位置的数字接收信号与已知的参照数据的复数相乘及复数相加，来求出相关值及其大小的平方值。

接下来在步骤S4，将相关值计算位置设为下一个位置。

重复步骤S3及4的处理，直至在步骤S2判定出相关值计算位置已成为结束位置为止，当判定出已成为结束位置后，在步骤S5，找出相关值大小的平方成为最大的定时位置。

图4，是表示形成图1的码元定时检测电路18中的取样定时变更数据的动作的流程图。

首先在步骤S11，取得在图3的处理中得到的相关值的大小平方数据及表示该最大值的定时位置的数据。

接下来在步骤S12，求出最大值前后的相关值的平方大小之差，并对该差除以相关值的平方大小的最大值。并将该结果设为α。

接下来在步骤S13，判定α是否大于规定的阈值。如果不大于，则在步骤S14，将α的累算值即β设为零，将计数处理次数的计数器CNT的值设为零。

另一方面，如果在步骤S13判定出α大于阈值，则将α的累算值即β与此次算出的α相加。这样使计数器CNT只递增1。

接下来在步骤S16，判定CNT是否大于规定的阈值，如果不大于，则结束处理。如果在图3的处理中算出下一个数据，则在步骤S11取得该数据，边使CNT递增1边重复从步骤S12至步骤S16的处理。

重复处理达到某一定次数之后，如果在步骤S16判定出CNT超过阈值，则进入步骤S17。

在步骤S17，将对由此前的处理而得到的α的累算结果即β乘以规定的系数a的a×β的绝对值，作为取样定时的变化量即取样频率转换器15中取样定时的校正量。

此外将β的符号作为取样定时的变化方向，即取样频率转换器15中取样定时的校正方向。

图5是用于对比目的，表示图13的传统取样频率转换器5的动作的流程图。在传统的取样频率转换器5中，在步骤S20，从任意的基准定时位置，以(输入信号的取样频率)÷(输出信号的取样频率)的各值的定时，来对输入信号取样并输出。

与此相对，图6是表示图1的取样频率转换器15中取样定时变更动作的流程图。

参照图6，首先在步骤S30，取得在图4的处理中算出的a×β的数据。

在步骤S31，将a×β加到任意的基准定时位置，由此可结合由码元定时偏差检测电路18检测出的取样定时偏差的大小及方向，对在取样频率转换器15中开始取样的基准定时进行校正。

其结果是，由码元定时抽出器8，以正确的定时来抽出码元点，在后段的判定器10中，由16QAM方式来正确地进行码元点的判定。

图7，是表示将基于上述实施方式的无线接收装置用于由多个天线来接收信号的PHS基站场合下结构的功能框图。

参照图7，从未图示的4个天线介于分别对应的未图示的4个频率转换电路来提供的模拟接收信号，由对应的模拟/数字转换器3a～3d转换成数字信号。

这些数字接收信号被提供给对应的正交检波器4a～4d，被进行正交检波。

正交检波器4a～4d的输出被提供给取样频率转换器15a～15d，取样频率转换器15a～15d通过对所提供的数字接收信号间歇性取样，将数字接收信号的取样频率转换为更低的取样频率。

取样频率转换器15a～15d的数字信号输出，为频带限制而被提供给频带限制滤波器6a～6d。

频带限制滤波器6a～6d的输出被提供给码元定时检测电路27，同时还被提供给码元定时抽出器29。码元定时检测电路27，选择频带限制滤波器6a～6d的数字信号输出中接收电平最大的信号，并基于该数字信号及已知的参照数据，检测出所选择的数字信号输出中码元点所在的定时，并将表示该定时的定时信号提供给码元定时抽出器29。

码元定时抽出器29基于来自码元定时检测电路27的定时信号，来选择频带限制滤波器6a～6d的数字信号输出中接收电平最大的信号，并抽出该数字信号的码元点的数据。

由码元定时抽出器29抽出的码元点数据被提供给接收定向性控制电路30，由周知的自适应阵列处理等来控制接收信号的定向性。

接收定向性控制电路30的输出被提供给判定器10，进行基于周知的16QAM方式的IQ坐标平面上码元点的判定，其结果作为解调数据来输出。

码元定时检测电路27，除了选择4个系统的接收信号中接收电平最大的信号这一点之外，进行与图1的码元定时检测电路17相同的动作，码元定时偏差检测电路28，将所检测出的定时校正用信号，共通地提供给4个取样频率转换器15a～15d。

这样，即使在设置了多个系列的无线接收装置的基站(比如自适应阵列基站)中，也可采用本发明，可具有同等的效果。

[实施方式2]

图8是表示基于本发明实施方式2的无线接收装置结构的功能框图。

图8所示的本发明实施方式2是对上述实施方式1的无线接收装置的改良。

即，在基于图1及图7所示的实施方式1的无线接收装置中，按原样来采用频带限制滤波器的输出，并进行码元定时检测以及码元定时偏差检测，而在以下说明的基于实施方式2的无线接收装置中，在可利用多个天线来进行自适应阵列接收的自适应阵列无线接收装置(比如PHS中的自适应阵列基站)中，利用接收信号的自适应阵列处理结果中所算出的阵列合成输出，来进行码元定时检测以及码元定时偏差检测。

此外取代实施方式1中的码元定时偏差检测方法(参照图2A～图4)，在实施方式2中，采用以下说明的2次曲线近似方法。

以下对这些改良点作详细说明。

首先参照图8，从构成天线阵的4个天线1a～1d介于分别对应的4个频率转换电路2a～2d来提供的模拟接收信号，由对应的模拟/数字转换器(A/D)3a～3d转换成数字信号。

这些数字接收信号被提供给对应的正交检波器4a～4d，进行正交检波。

正交检波器4a～4d的输出被提供给取样频率转换器31a～31d，取样频率转换器31a～31d通过对所提供的数字接收信号间歇性取样，将数字接收信号的取样频率转换为更低的取样频率。

取样频率转换器31a～31d的数字信号输出，分别介于用于频带限制的未图示的频带限制滤波器，被提供给对应的码元定时抽出器32a～32d，同时被提供给接收定向性合成电路34。

码元定时抽出器32a～32d如后所述，抽出输入数字信号的码元点的数据。

由码元定时抽出器32a～32d抽出的码元点数据被提供给接收定向性控制电路33，接收信号的定向性由周知的自适应阵列处理等而得到控制。

所谓自适应阵列处理是一种下述处理：即，无线接收装置基于由比如基站的多个天线组成的天线阵从终端接收的信号，来计算由各天线的接收系数(权重)组成的接收权重向量，并进行适宜的控制，由此正确地抽出来自特定终端的信号。

在采用了这种自适应阵列处理的自适应阵列基站中，设有按各接收信号码元来计算这种接收权重向量的接收权重向量计算机，该接收权重向量计算机，在接收信号各帧的报头部分中设置的已知参照信号区间(权重估算区间)，进行使接收权重向量收敛的处理，即，使来自特定终端的接收定向性收敛的自适应阵列处理，以减小接收信号与算出的接收权重向量的复数乘积和(阵列合成输出信号)与该已知的参照信号的误差的平方。

在自适应阵列处理中，根据时间及信号电波的传送路特性的变动，来适宜地进行这种接收权重向量的收敛，从接收信号除去干扰成分及噪声，抽出来自特定终端用户的接收信号。

在这种接收权重向量计算机中，使用由基于阵列合成输出信号与参照信号的误差平方的最急下降法MMSE(Minimum Mean SquareError)，来进行权重学习的算法，即RLS(Recursive Least Squares)算法、LMS(Least Mean Square)算法、SMI(Sample MatrixInversion)算法等自适应阵列算法。这种RLS算法、LMS算法、SMI算法等，在自适应阵列处理领域是周知的技术。

对于采用了这种自适应阵列处理的无线接收装置，由于在比如饭沼敏范等著「自适应阵列天线方式PHS基站」，SANYO TECHNICAL REVIEW(三洋电机技报)，三洋电机有限公司，2000年5月1日发行，第32卷，第1号，p.80-88等中有详细介绍，因而这里省略对自适应阵列处理的详细说明。

接收定向性控制电路33的输出被提供给判定器10，进行基于周知的16QAM方式的IQ坐标平面上码元点的判定，其结果被作为解调数据来输出。

另一方面，由接收定向性控制电路33按上述算出的接收定向性形成信息即接收权重向量，被提供给接收定向性合成电路34。此外来自取样频率转换器31a～31d的数字信号被提供给该接收定向性合成电路34。

接收定向性合成电路34，形成来自取样频率转换器31a～31d的输入数字信号与来自接收定向性控制电路33的接收权重向量的复数乘积和，即阵列合成输出，并提供给码元定时检测电路35。

码元定时检测电路35，基本上具有与图14所示的码元定时检测电路7(以及实施方式1的码元定时检测电路17)同样的构成，在图14的码元定时检测电路7中，将频带限制滤波器的输出作为输入，来获得与参照数据的相关值的平方数据，而在本实施方式2中，码元定时检测电路35计算阵列合成输出与参照数据的相关值的平方数据，并提供给码元定时偏差检测电路36。

图9，是表示从码元定时检测电路35提供给码元定时偏差检测电路36的，阵列合成输出与参照数据的相关值的平方数据波形的附图。参照该波形图，对本实施方式2的基于码元定时偏差检测电路36的码元定时偏差的计算方法作以说明。

图9中，虚线所示的曲线，表示与由取样频率转换器31a～31d降低之前的高取样频率数字信号对应的相关值的平方数据，曲线上的X标记，表示与被取样频率转换器31a～31d取样了的码元点对应的相关值的平方数据。

参照图9，在X标记的平方数据中，将峰值设为a，将峰值的前1个值设为b，将峰值的后1个值设为c。将取样点的间隔设为Δt。

对这3个点进行了2次曲线近似的场合下相距原本的峰值点的码元点的偏差幅度，由下式计算。

-{(c-b)/(c+b-2a)}×(Δt/2)

通过对图9的峰值a的码元定时，只偏差本算式所表达的偏差幅度，可以得到与原本的峰值对应的正确码元定时。在该实施方式2中，为排除数据偏差的影响，对上述获得的码元定时估算值实施平均化处理，由此来最终决定码元定时。这样可提高码元定时估算的精度。

返回图8，码元定时偏差检测电路36，基于上述算出的正确码元定时，来调整取样频率转换器31a～31d的取样定时。此外，码元定时偏差检测电路36，基于上述算出的正确码元定时，来调整码元定时抽出器32a～32d的码元点抽出定时。这样，可以按正确的定时来抽出码元点。

在图8所示的无线接收装置的构成中，正交检波器4a～4d之后的后段功能，可利用比如数字信号处理器(DSP)等数字信号处理部20，通过软件来实现。上述基于本发明实施方式2的无线接收装置的动作，在实际上根据图10～图12所示的流程图，通过软件来实行。该DSP将具有以下各流程图的各步骤的程序从未图示的存储器读出，来加以实行。该程序可从外部安装。

图8的码元定时检测电路35中检测阵列合成输出与参照数据的相关值的大小平方数据的动作，与实施方式1中图3所示的动作相同，因而在这里省略说明。

图10的流程图与实施方式1中图4的流程图对应，表示形成正确的码元定时数据的动作。

参照图10，在步骤S41，码元定时偏差检测电路36，从码元定时检测电路35取得由码元定时检测电路35算出的相关值平方数据(图9)的最大值a及其前后的平方数据值b、c。

接下来在步骤S42，码元定时偏差检测电路36，计算出对这3个点进行了2次曲线近似的场合下相距原本的峰值点的码元点偏差幅度。

即如上所述，计算出由(c-b)÷(c+b-2a)×Δt÷2来表示的偏差，并将该计算结果从上次计算时得到的峰值定时减去。并将该结果作为瞬时峰值定时。

在步骤S43，计算出上次计算时的峰值定时与瞬时峰值定时之差，对其乘以系数α(α＜1)，将该积与对上次的峰值定时乘以系数(1-α)的积相加，并将该和作为本次的峰值定时。

接下来在步骤S44，从本次峰值定时，计算出提供给码元定时抽出器32a～32d的输入值。即，对本次峰值定时值乘以峰值定时的取样时间，计算出对该积除以码元定时的取样时间的结果的整数部，并作为输入值。

接下来在步骤S45，从本次峰值定时与提供给上述码元定时抽出器的输入值，计算出提供给取样频率转换器31a～31d的输入值。即，对提供给码元定时抽出器的输入值除以峰值定时的取样时间，对相除结果乘以码元定时的取样时间，将该积从本次的峰值定时减去，对该相减结果乘以峰值定时的取样时间，并除以取样频率转换器的取样时间，计算出其结果的整数部，并作为输入值。

接下来，图11的流程图与实施方式1中图6的流程图对应，表示取样频率转换器31a～31d的取样定时的变更动作。

参照图11，首先在步骤S50，取得在图10的步骤S45由码元定时偏差检测电路36计算出的提供给取样频率转换器31a～31d的输入值。

接下来在步骤S51，取样频率转换器31a～31d基于提供给取样频率转换器的输入值，按照对输入信号的取样频率除以输出信号的取样频率的各值，来输出数据。

接下来图12的流程图，表示取样定时抽出器32a～32d的码元定时的抽出动作。

参照图12，首先在步骤S60，取得在图10的步骤S44由取样定时偏差检测电路36算出的提供给码元定时抽出器32a～32d的输入值。

接下来在步骤S61，码元定时抽出器32a～32d基于提供给码元定时抽出器的输入值，按照对输入信号的取样频率除以码元率(＝1÷码元时间)的各值，来输出数据。

通过上述处理，由码元定时抽出器32a～32d按正确的定时来抽出码元点，并由后段的判定器10以16QAM方式来正确地判定码元点。

尤其在该实施方式2中，基于由自适应阵列处理获得的阵列合成输出，来进行码元定时检测。即，图8的接收定向性控制电路33所采用的自适应阵列技术是一种下列技术：即，对由多个天线获得的信号进行适当的加权，然后对其合成，由此来除去噪声及干扰波等不需要的信号成分。

从接收定向性控制电路33输出的接收定向性形成信息如上所述，是一种用于上述加权的接收权重向量，通过利用采用这种接收权重向量对由码元定时抽出器抽出之前的数字信号加权了的，而且已降低了不需要的信号成分的阵列合成信号与参照信号的相关值，来进行码元定时检测，可以提高码元定时检测的精度。

在上述各实施方式中，对作为多值调制方式，采用了16QAM方式的场合作了说明，但成为本发明的对象的多值调制方式并非限定于16QAM方式，也可以采用其它的多值调制方式。

在上述各实施方式中，对在PHS基站中采用了本发明的场合作了说明，但毋庸赘言，并非限定于基站，也可以适用于移动台。

PHS通过时分多址(TDMA：Time Division Multiple Access)，按被时间分割了的各用户，来进行基于上述实施方式的控制。但本发明并非限定于这种TDMA方式，比如也可适用于基于码分多址(CDMA：Code Division Multiple Access)的移动体通信系统。

在上述各实施方式中，所表示的是由数字滤波器来实现频带限制滤波器的示例，但在由模拟BPF(带通滤波器)来实现的场合下，也可适用本发明。

在上述各实施方式中，作为采用多个天线的场合，所记载的是采用4个的场合，但在4个之外的场合下也可适用本发明。

如上所述，根据本发明，在PHS之类的移动体通信系统中，即使在为能进行高速大容量传送而采用了16QAM之类的多值调制方式的场合下，也可以通过将频率转换单元中的码元点取样定时偏差校正到原本的正确定时，来防止发生因取样定时偏差而引起的接收错误。

产业上的可利用性

如上所述，根据本发明涉及的无线接收装置、码元定时控制方法及码元定时控制程序，由于即使在取样频率低的场合下，也可将码元点的取样定时偏差校正到原本的正确定时，因而在采用了多值调制方式的移动体通信系统的无线接收装置中特别有用。