有非线性负载线及自动漏电流偏移调节的DC－DC功率调节器

摘要

一种呈现分段线性负载线的电压调节器。该分段线性变化具有第一恒定电压段VLEAK，对于小于或等于漏电流IL的输出电流，以该电压调节输出电压。输出电压VLEAK对应于对于用于给定的操作范围规范的漏电流的可允许的最大输出电压。分段线性变化还包括第二线性减少段，该第二线性减少段从对应于漏电流的最大可允许的输出电压VLEAK变化到对应于满载电流IFL的满载电压VDROOP。这用于在存在漏电流偏移的情况下有效地使可用的输出电压摆幅最大。分段线性负载线是可调节的以适应于漏电流中的变化。

说明书

技术领域

本发明涉及直流(DC)电源系统及其子系统，尤其针对一种具有分段线性负载线的新的及改进的直流-直流(DC-DC)转换器结构，在存在漏电流偏移的情况下，使可用的输出电压摆幅(V_DROOP)最大化，并且自动地调节漏电流偏移的值中的变化。

背景技术

由如可以用于笔记本、台式计算机及系统服务器应用中的微处理器汲取的电源电流一般在相当广泛的范围内变化，并且取决于其活动程度。例如，当开启连接到微处理器的时钟时，汲取基本的电容充电及放电电流；另一方面，当关闭时钟时，仅汲取漏电流。目前，即使事实上存在漏电流，微处理器制造商的电源规范常假定零漏电流，以及规定的最大电流(例如，大约为100amps)。而且，微处理器制造商承认，当电流在相对较低和相对较高的电流值间切换时，电压调节器在其输出电压上产生瞬变现象。

该瞬态效应在图1和图2的时序图中示出。特别地，图1显示了在时间t0处电流I中相对较大的增加(重负载或满负载要求)，以及在时间t1处，相对大的电流减少(可忽略的负载或空载要求)。图2显示了与电流在时间t0处的增加有关(并且具有略有滞后的下冲)的调节器的输出电压中的“下垂度”(droop)21，以及在输出电压向其空载状态22恢复过程中的过冲，所述过冲与电流在时间t1处的减少并返回至空载状态有关(并且略有滞后)。下垂度差别必须落入微处理器的安全操作范围内。输出电压的下垂度电平21是数据完整性界限，低于这个界限可能预计数据丢失，而输出电压的上电平22是可靠性界限，用以避免压迫微处理器的门电路(gate)。

在致力于处理这些界限的过程中，微处理器制造商规定负载线，其中调节的电压随着电流的增加而线性降低，而不是规定电压调节器必须输送恒定的输出电压，这允许调节的电压在正常操作的过程中变化。这在图3中用图表示，该图描述了额定的负载线31位于上负载线规定界限31U及下负载线规定界限31L的中间。

目前，虽然当漏电流在零amps附近时，负载线规范是可接受的，但是当漏电流增加时，它变得有问题，因为它实际上“挤压了”转换器可调节的输出电压范围。当半导体制造商继续减少他们制造的集成电路的栅氧化层的线宽和厚度时，漏电流的流出变得尤其地不平凡，这导致外壳漏电和跨越栅氧化层的隧道效应。

实际上，如在图3中33处所示，输出电流的漏电分量可大约为总电流的30％-40％，或更多。这实际上意味着，当电流从空载状态向满载状态转变时，如上参考图1所述那样，电流实际上从实际漏电流值转变到满载电流值，如图3中34处所示。由负载线引起的相关的电压瞬态响应，按照小于零漏电流情况下的漏电压的漏电压值V_LEAK与比漏电压值小差动电压V_DROOP的满载电压值V_FULL LOAD间的转换，在35处显示。

除了是不可忽略的参数以外，漏泄电流在制造的零件总体中是高度可变的，并且可能具有3到1或4到1种变化范围。

发明内容

根据本发明，提供一种呈现分段线性负载线的电压调节器。该分段线性变化具有第一恒定电压段V_LEAK，对于小于或等于漏电流I_L的输出电流，以该电压调节输出电压。输出电压V_LEAK对应于对于用于给定的操作范围规范的漏电流的可允许的最大输出电压。分段线性变化还包括第二线性减少段，该第二线性减少段从对应于漏电流的最大可允许的输出电压V_LEAK变化到对应于满载电流I_FL的满载电压V_FULL LOAD，从而实际上在存在漏电流偏移的情况下使可用的输出电压摆幅最大。此外，自动地按需调整分段线性负载线，以适应于漏电流中的变化。

为此，本发明的DC转换器结构包括具有耦合到基准输入电压V_REF＝V_NOLOAD的第一输入的误差信号放大器。误差信号放大器的第二输入耦合到电压加法单元的输出。电压加法单元将DC转换器的输出电压与作为由上述分段线性负载线定义的输出电流的函数的电压相组合。误差信号放大器的输出耦合到功率转换器，功率转换器的输出驱动诸如微处理之类的负载，负载的操作受时钟信号的控制。计算平台常用的停止时钟线有效地将微处理负载降低到漏电流，使用停止时钟信号进行采样漏电流。

电流测量探头耦合到功率转换器的输出，并提供表示提供给负载的输出电流的输出。探头测量的输出电流耦合到分段线性变换单元，并耦合到采样保持单元。分段线性变换单元根据分段负载线特性以及根据负载所汲取的漏电流的值，产生作为输出电流的函数的分段线性输出电压。对于小于或等于漏电流的输出电流，变换单元产生零输出电压，并随后产生随着输出电流的增加而线性增加的输出。由变换单元产生的分段线性电压耦合到加法单元。

当由停止时钟信号计时时，采样保持单元对提供给负载的输出电流采样。因为停止时钟信号实际上使负载(微处理)禁用，因此如由采样保持单元所采样的电流探头的输出值实际上表示漏电流，并用作耦合到变换单元的漏电流偏移值。采样的漏电流由采样保持单元在停止时钟未被断言的间隔期间进行保持。

在操作中，对于空载状态，由电流探头测量的输出电流仅为漏电流，该漏电流可控地由采样保持单元根据停止时钟输入进行采样，并作为偏移输入提供给变换单元。对于等于或小于漏电流的电流值，变换单元的输出为零。这意味着，加法单元将把输出电压同变换单元的零输出相加，以使加法单元的输出为输出电压。随着加法单元的输出耦合到误差信号放大器，误差信号放大器将驱动功率转换器以使调节的输出电压等于提供给误差信号放大器的同相输入端的电压基准电压(V_REF＝V_NL＝V_LEAK)。这对应于分段线性负载线的上电压电平V_LEAK。

对于满载状态，由电流探头测量的输出电流是满载电流。由于该电流实质上大于漏电流，所以变换单元的输出将是对应的大的电压值。这意味着，加法单元将把输出电压和满载电压V_DROOP相加，以使加法单元的输出成为输出电压Vo(＝V_REF＝V_LEAD)和V_DROOP的总和。这将使误差信号放大器驱动功率转换器，以使调节的输出电压等于电压基准电压(V_REF＝V_NL＝V_LEAK)减去V_DROOP。这对应于与分段线性特性的负载电流的最高值对应的下电压电平。

附图说明

图1是示出直流电压调节器的负载电流随时间的变化的时序图；

图2是示出与图1中所示的负载电流变化相关联的输出电压随时间变化的时序图；

图3示出了用于传统的直流电压调节器连同相关联的输出电流与输出电压变化的线性负载线；

图4示出了用于根据本发明的直流转换器连同相关联的输出电流与输出电压变化的分段线性负载线；以及

图5图解地说明根据本发明的用于实现图4的分段线性负载线特征的直流转换器结构。

具体实施方式

如上简要地指出并在图4中所示的那样，本发明的电压调节器显示出分段线性负载线40，如段41和42所示。特别地，平直段41对应于调整到与用于由直流转换器的用户(微处理器制造商)规定的上负载线特性31U的漏电流偏移值I_L相关联的恒定(空载)输出电压V_LEAK的输出电压。在图4的例子中，漏电流I_L的值实际上大约为总负载电流的三分之一。负载线段42随电流的增加而线性地减少，从与漏电流相关联的电压值V_LEAK＝V_NOLOAD(V_空载)直到最大(满载)电流值I_FL处的电压V_FULL LOAD。产生的电压瞬变特性在43处显示。

从图4与图3的比较中，将理解到图4的分段线性负载线要求较少的输出电容(capacitance)，因为输出电压的上限已增加到输出电压规范的范围的上限，从而，图4中的线性减少的负载线的斜率(R_LL)比图3中的负载线的斜率陡峭。由于负载线的斜率定义了调节器的有效输出电阻的大小，这意味着，有效串联电阻(ESP)较大，从而降低所需的输出电容的量。对于本例来说(其中漏电流约为总电流的三分之一)，图4还以虚线45示出了图3的瞬态电压响应35，以及下垂度(droop)电压V_DROOP中的差异。假定输出电容受限于有效串联电阻(ESR)，可以看到图4的分段线性负载线特性实际上消除了所要求的总输出电容的三分之一。

图5图解地说明用于实现图4的分段线性负载线特性的直流转换器。如图5中所示，调节器所参考的基准输入电压V_REF＝V_NO LOAD耦合到误差信号放大器的第一、同相输入(+)端51。误差信号放大器的第二、反相输入(-)端52耦合到电压加法单元60的输出端63。如将要描述的那样，电压加法单元60将输出电压Vo与作为由图4的分段线性负载线定义的输出电流的函数的电压相组合。这用来使输出电压跟随图4的最大的负载线特性。

误差信号放大器50的输出端53耦合到提供有输入电压V_IN的功率转换器70(功率转换器可按基于脉宽调制器的消除模式(buck mode)直流-直流转换器来实现)。功率转换器70的输出端耦合到输出节点73，在所述输出节点73上得到输出电压Vo。输出电容Co与负载80耦合在输出节点73与一个基准电压(例如，地电压)之间。在当前的例子中，将假定负载为微处理器，其操作由时钟信号控制。禁止或中断时钟用将微处理器负载降低至其漏电平。出于这个目的，采用停止时钟线路120。停止时钟信号在计算平台上是常用的，并且用以中断中央处理单元的顺序计时。如将要描述的那样，本发明利用微处理器制造商提供的停止时钟引脚，以度量漏电流。

输出节点73处的输出电压Vo反馈至加法单元60的第一输入端61。一般地，输出节点处的电压将反馈至误差信号放大器50的反相(-)输入端52，以使误差放大器根据基准电压控制功率转换器的操作。然而，根据本发明，输出电压与作为基于图4的分段线性负载线的输出电流的函数的电压相结合，以使误差放大器产生输出电压以跟踪该负载线。

出于这个目的，电流测量探头90耦合到功率转换器70的输出线路并且提供表示提供给负载80的输出电流的输出。由探头90测量的输出电流耦合到分段线性变换单元100的第一输入端101，并且耦合到采样保持单元110的输入端。根据图4的分段负载线特性，及根据由负载80汲取的漏电流的值，分段线性变换单元100产生作为输出电流Io的函数的输出电压。

用块100图解地说明可以通过使用无源二极管电阻网络而容易地实现的变换单元100的传递函数，产生与空载状态相关联的固定输出电压(例如，零)，因为输入端101处的电流值小于或等于提供到输入端102的偏移电流OFS(或I_L)并此后随输出电流的增加而线性地增加。变换单元100的输入端102处的偏移值(OFS)由采样保持单元110提供。

在变换单元100的输出端103产生的分段线性电压V_PL作为加法单元60的第二输入62而耦合。如上所指出的那样，电压V_PL用以减少作为负载电流函数的输出电压Vo。当由线路120上的停止时钟信号进行计时时，采样保持单元110用以得到提供给负载的输出电流的采样。因为停止时钟信号实际上使负载(微处理器)停止，所以如采样保持单元110所采样的电流探头的输出值实际上表示漏电流并且用作对变换单元100的输入端102的漏电流偏移值(I_OFS＝I_L)。即，当停止时钟被断言时，对输出电流采样，并且在停止时钟未被断言的期间中由采集保持断言保持采集值。参考下面讨论的空载及满载状态，可容易地理解图5的转换器的操作。

空载状态

对于空载状态，由电流探头90测量的输出电流仅为漏电流I_L。如上所指出的那样，该电流由采样保持单元110根据停止时钟输入进行采样，并作为偏移输入提供给变换单元100。对于等于或小于漏电流I_L的电流值，变换单元100的输出为零。这意味着，加法单元60将把输出节点73处的电压Vo同变换单元100的零输出相加，以使加法单元60的输出63仅仅为输出电压Vo。随着加法单元60的输出63耦合到误差信号放大器50的反向(-)输入端52，放大器50的输出53将驱动功率转换器70以使输出节点73处的电压Vo等于提供给误差信号放大器50的同相(+)输入端51的电压基准电压(V_REF＝V_NL＝V_LEAK)。这对应于图4中46处所示的上电压电平V_LEAK。

满载状态

对于满载状态，由探头90测量的输出电流Io是满载电流I_FL。由于该电流实质上大于漏电流I_L，所以变换单元100的输出103将是对应的大的电压值，这里为如图4中48处所示的V_DROOP。(可注意到，对于小于满载但大于空载的状态，转换器100的输出将为V_LEAK和V_DROOP间的电压。)这意味着，加法单元60将把输出节点73处的电压Vo和满载电压V_DROOP相加，以使加法单元60的输出63成为输出电压Vo(＝V_REF＝V_LEAK)和V_DROOP的总和。这将使误差信号放大器50驱动功率转换器70，以使输出节点73处的电压Vo等于电压基准电压(V_REF＝V_NL＝V_LEAK)减去V_DROOP。这对应于图4中48处所示的下电压电平V_DROOP。

如可从上述的描述中理解到的那样，通过给出分段线性的负载线以包括从漏电流的最大允许输出电压V_LEAK变化到满载电流I_FL的满载电压V_DROOP的线性减少段，在存在漏电流偏移的情况下，本发明的电压调节器能够有效地使可用的输出电压摆幅最大，并且从而要求较少的输出电容。

虽然已经显示并描述了根据本发明的实施例，但是应理解到并不限于此，而是如本领域的技术人员所已知的那样易于作出各种改变和修改，因此本发明不限于所示和所描述的实施例，而是要涵盖对于本领域的技术人员所显而易见的所有改变和修改。