改变基于多普勒频率的自适应均衡器长度的方法和装置

摘要

描述了用于通信信道变化率改变时调整自适应均衡器内的抽头数的系统和方法。根据通过信道通信的装置之间的多普勒频率估计调整抽头数。多普勒频率反映通信信道的变化率。较大的多普勒频率表示较快变化的信道。因此期望根据多普勒频率的测量改变均衡器长度(通过增加或撤销抽头)。当多普勒频率减小时增大均衡器长度。相反，当多普勒频率增大时减小均衡器长度。这使均衡器获得自适应速度(较少的抽头)和ISI降低(较多的抽头)的竞争目标之间的更好折中。

说明书

                              背景

领域

本发明一般涉及无线通信，更具体地讲，涉及改变基于多普勒频率的自适应均衡器的抽头数。

背景

现今，世界上有各种先进的无线通信系统被使用。一种这样的系统就是码分多址(CDMA)系统，此系统符合“TIA/EIA/IS-95 Mobile/station-Base StationCompatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum CellularSystem”，此后称为IS-95标准。CDMA系统适用于陆地链路上用户之间的语音和数据通信。多址接入通信系统中使用CDMA技术在美国专利号为4901307、标题为“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE ORTERRESTRIAL REPEATERS”的专利和美国专利号为5103459、标题为“SYSTEM ANDMETHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”的专利中被揭示，上述两专利被转让给本发明的受益人，并且通过引用结合于此。“TIA/EIA/IS-2000标准”描述了下一代cdma2000多载波1X和3X空中接口规范，下文中称为cdma2000标准。

在CDMA系统中，通过一个或多个基站实施用户之间的通信。在此详细说明中，基站指用户终端与之通信的硬件。第一个用户终端通过在反向链路上发送数据至基站，与第二个用户终端通信。基站接收数据并且可以将数据路由至另一个基站。此数据在同一基站或第二个基站的前向链路上被发送至第二个移动站。前向链路指从基站至用户终端的传输，反向链路指从用户终端至基站的传输。在IS-95系统中，前向链路和反向链路被分配给单独的频率。

考虑到对无线数据应用的要求不断增长，对非常有效的无线数据通信系统的需求变得越来越重要。IS-95标准能够在前向和反向链路上发送话务数据和语音数据。一种用于发送固定大小的编码信道帧内的话务数据的方法在美国专利号为5504773、标是为“METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTTING OF DATA FORTRANSMISSION”的美国专利中有详细描述，该专利被转让给本发明的受益人，并且通过引用被结合于此。而且，提供CDMA系统内高速率分组数据传输的高数据速率(HDR)系统在“TIA/EIA/IS-856-cdma2000 High Rate Packet Data Air InterfaceSpecification”(后面称为HDR标准)中有详细的描述，在共同待批的美国专利申请序列号为08/963386、标题为“METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATATRANSMISSION”、提交于1997年11月3日的美国专利中也有详细的描述，该专利被转让给本发明的受益人，并且通过引用被结合于此。

各种技术被应用在诸如HDR的系统内，以减轻由于多径传播和不完全滤波产生的码间干扰的影响。例如，多个接收机天线可以被使用，以采用分集来对抗衰落。它允许在空间域内进行信号处理。自适应均衡器也可以应用在接收机处，以消除噪声和多径环境中的干扰。空间域滤波和自适应均衡器都是熟知的技术，它们被使用在接收机处能够提供诸如HDR的系统内的改进的性能。

自适应均衡器的性能可以以几种方式来表征。两个重要的性能标准是自适应速度和最小均方差(MMSE)。自适应速度在信道干扰随时间快速变化的环境中尤其重要。均衡器的跟踪能力至少部分地取决于信道状况变化时均衡器系数(或抽头)的收敛速率。一个因素是用于使均衡器系数自适应的算法的选择。这些算法经常以最小化已知导频码元和这些导频码元的均衡器估计之间的MSE为标准。自适应MMSE算法的两个常见示例为最小均方(LMS)算法和递归最小二乘法(RLS)算法。对于相同数目的抽头，使用RLS算法更新的均衡器比使用LMS算法更新的均衡器收敛得快，但是RLS算法实现起来比较复杂。

另一个影响自适应速度的因素是均衡器内的抽头数，这里称为均衡器长度。自适应速度与均衡器长度简单地成反比，因为较短的均衡器具有较少的需要更新的系数。

自适应均衡器相关的MMSE在其他方面，在滤波器系数收敛时确定减少ISI的均衡器效率。MMSE也取决于包括均衡器长度的几个因素。一般，较长的均衡器具有较低的稳态MMSE，因此在较少ISI时效率较高。但是它们要求较长的收敛时间。较短的均衡器将收敛得较快，但是它们具有更高的MMSE，因此在减少ISI时效率较低。

因此，当设计自适应均衡时，尤其当选择均衡器长度时，应该考虑信道动态。一般，当多径信道变化较快时，较短的均衡器比较长的均衡器实现得更好。这是因为较短的均衡器能较好的跟踪时变多径。相反，当多径信道变化较慢时，更期望较长的均衡器，因为较长的均衡器具有足够的收敛时间并且较好地减少干扰。

然而，对于有些时期信道变化较快而另一些时期信道变化较慢的环境，设定适当的均衡器长度比较困难。移动电话信道上的多径干扰经常被如此建模。较短的均衡器能有效地跟踪快变化信道，但是在慢变化期间效果不好。较长的均衡器在慢变化期间较好地较少干扰，但是不能有效地跟踪快变化信道。均衡器长度也可以被选择使其在所有的条件下次最佳实现。

从而，本领域内需要能够在信道变化率随时间变化的环境中有效减少ISI的自适应均衡器。

                              摘要

这里所揭示的实施例通过在通信信道变化率改变的时候调整自适应均衡器的长度，满足了上述要求。按照本发明的第一个方面，根据在信道上通信的设备之间的多普勒频率的估计调整均衡器长度。多普勒频率反映通信信道的变化率。较大的多普勒频率表示较快变化的信道，反之亦然。从而，需要根据多普勒频率的测量值改变均衡器长度(通过增加或减少抽头)。随着多普勒频率降低，均衡器长度增加。相反，随着多普勒频率提高，均衡器长度减小。这使均衡器可以获得自适应速度(较少的抽头)和MMSE(较多的抽头)的竞争目标之间的较好折中。

                          附图的简要描述

图1A描述了本发明运行的示例通信环境；

图1B描述了一移动通信环境，此环境包括通过无线信道与用户终端通信的基站；

图2A详细描述了按照本发明的一是示例实施例的无线接收机；

图2B描述了按照本发明的另一示例实施例的示例多天线自适应均衡器；

图3是描述一种普遍方法，此方法按照本发明的示例实施例，用于根据多普勒频率估计来调整自适应均衡器的长度；

图4是描述一更复杂的方法的流程图，此方法按照本发明的示例实施例用于调整自适应均衡器的长度；以及

图5是描述一较简单的方法的流程图，此方法按照本发明的示例实施例用于调整自适应均衡器的长度。

                          优选实施例的详细描述

概述

本发明一般涉及根据多普勒频率表示的通信信道变化率来调整自适应均衡器的抽头数。图1A描述了本发明可以运行的示例通信环境100A。示例通信环境100A包括通过无线信道110与接收机104通信的发射机102。发射机102代表任何可以在无线信道110上发送信息的设备。同样，接收机104代表任何可以在无线信道110上接收信息的设备。接收机104包括用于抑制无线信道110引入的噪声和干扰影响的自适应均衡器108。无线信道110代表任何信息可以按照定义的通信协议流动的无线链路。无线信道110上的通信，例如，符合IS-95CDMA标准、cdma2000标准、和/或HDR标准。

按照本发明的一示例实施例，抽头数，也称为自适应均衡器108的长度，当无线信道110的变化率随时间改变时被调整。一般而言，当变化率降低时，均衡器长度被增加。这样，在无线信道10变化较慢期间，具有较长长度的均衡器被使用，从而利用较多抽头相关的较低MMSE和较大ISI缩减。在无线信道110变化较快期间，具有较短长度的均衡器被使用，从而利用较少抽头相关的较大自适应速度。

然而，无线信道110的变化率很难直接测量。按照本发明，使用多普勒频率的估计来代替作为无线信道110上的多径状况变化率的表示。对于本领域的技术人员显而易见，多频勒频率代表由接收机和发射机102的相对运动造成的接收机104处的频率变化。这种相对运动引起了多径的变化：相对运动越大，多径内的变化率就越大，反之亦然。当多普勒频率变化时，自适应均衡器108的长度被调整，表示多径内较大或较小的变化率。

这样配置的接收机可以在不同的环境中得到应用，通过下面的说明这一点将变得更加明显。例如，图1B描述了一移动通信环境100B，100B包括通过无线信道110与用户终端122通信的基站120。此示例环境内的无线信道110代表前向和/或反向链路。基站120和用户终端122都包括用于全复用通信的收发机106(示出为基站120内的106A，以及用户终端122内的106B)，其中收发机106包括发射机和接收机部分。从而，收发机106可以被配置在关于接收机104描述的相关部分内，尽管下面的描述更多地集中在前向链路的应用上，其中用户终端122内的接收机部分被配置如这里所描述。

在移动通信环境100B中，用户终端122，例如，可以代表被汽车内的乘客正在使用的移动电话。当汽车相对于基站120以变化的速度和方向移动时，无线信道110的多径状况也变化。基站和汽车之间测量的多普勒频率与多径干扰的变化率有关。按照本发明的示例实施例，用户终端122在收发机106B内实现自适应均衡器108，均衡器长度被调整，以考虑到变化的多径。

接收机104可以被配置，用硬件、软件、或它们的组合来实现这里所描述的操作。在此描述了这些操作，在附加的流程图中对其进行了说明。对于本领域的技术人员显而易见，这些操作多数可以被互换，同时不违背本发明的范围。同样显然的是，有多种不同的用计算机编程实现本发明的方法，实现或使用软件或硬件和软件的组合，本发明不应该被理解为限于任何一计算机程序指令集。而且，熟练的编程人员将能够毫无困难地根据流程图以及这里所包括的相关书写说明，写出一个或更多计算机程序以实现所揭示的发明。从而，对于充分理解如何制造和使用本发明，不认为揭示某个具体的程序代码指令集是必不可少的。下面将结合说明程序流的其他图更详细地说明所述计算机程序和/或硬件设备的发明性功能。

图2A详细描述了按照本发明的示例实施例的示例接收机104A。接收机104A包括预处理器202和自适应均衡器108。显而易见，接收机104A可包括如天线的其他组件(未示出)。如图2A所示，数字数据Y(n)流通过无线信道110被发送，然后被加性噪声和干扰恶化，此干扰包括多径干扰。被干扰的数据被接收机104A内的预处理器202接收，预处理器202可以包括，如无线电接收机、至基站转换器的射频(RF)、低通滤波器、自动增益控制(AGC)、以及模数转换器(ADC)(未示出)。

按照本发明的示例实施例，发射机102和接收机104A通过无线信道110使用数据帧(这里或者称为时隙)交换信息。按照这种方式，数据在HDR系统内被交换。帧包括几部分，如导频部分、控制部分和数据部分。导频部分包括对于接收机104A先验已知的导频码元。这些导频码元被自适应均衡器108用来调整滤波器系数，从而减轻无线信道110引入的噪声和干扰。控制部分包括用来在接收机104A内触发多种控制功能的控制码元。数据部分代表正被帧发送的数据负载。

自适应均衡器108代表时变滤波结构，此结构具有多个滤波器系数(未使出)。对于本领域的技术人员显而易见，自适应均衡器108可以被实现为硬件、软件、或它们的组合。同样显而易见的是，多种自适应算法可以被用来调整滤波器系数，如LMS算法或RLS算法。而且，自适应均衡器108可以被实现为有限冲激响应(FIR)滤波器或无限冲激响应滤波器(IIR)。这里所描述的本发明的多种示例实施例与被选择用于自适应均衡器108的具体结构或滤波器系数自适应算法无关。

自适应均衡器108的输出代表发送码元y(n)的估计。例如，如果线性均衡器被使用，自适应均衡器108代表具有系数C的抽头延时线性FIR滤波器。FIR输出可以被表示为：

$$ >ver>>y>^>>[>n>]>=>>\Sigma >>m>=>->>M>1>>>>M>2>>>>>(>>C>m>>)>>*>>>X>m>>[>n>]>>$$

其中，线性均衡器具有M₁+M₂+1个抽头。对于码元间隔的均衡器，X^m[n]＝X[n-m]。用标号m＝0标记主(指针)抽头，均衡器被称为具有M₁个反因果抽头(即，与指针采样之后到来的信号采样相乘的系数)以及M₂个因果抽头(即，与指针采样之前到来的信号采样相乘的系数)。按照本发明的多个示例实施例，描述了用于根据多普勒频率的估计来调整M₁和M₂的技术。

图2B描述了按照本发明的另一示例实施例的示例多天线接收机104B。如图2B所示，接收机104B包括两个或更多天线路径，其中路径数被给定为K。每条路径包括天线204、预处理器202、自适应均衡器108、以及具有相移值S_K的相移。多个天线路径的贡献在信号组合器208中被组合。例如，如果线性均衡被使用，则用于来自第m个天线的路径的均衡器是系数为C_m的抽头延时线性FIR滤波器。用于每个天线路径的时间均衡器的输出代表发送码元的估计。例如，天线k的FIR输出被给定为：

$$ >>ver>>y>^>>k>>[>n>]>=>>\Sigma >>m>=>->>M>1>>>>M>2>>>>>(sup>>C>k>msup>>)>>*>sup>>X>k>msup>>[>n>]>>$$

下面描述的用于调整单天线接收机的均衡器长度的技术也可以被应用于多天线接收机104B的每个天线路径。

对于组合的空时均衡器，我们可以使用来自每个天线的(y(n)的)各自码元估计并且通过可称为S_K[n]的空间系数区段来组合这些估计，从而形成发送码元y(n)的估计。如果我们想实现全局空时MMSE，可以设定所有这些系数为一，按照下列方式形成来自K个天线的组合码元估计：

$$ >ver>>y>^>>[>n>]>=>>\Sigma >>k>=>1>>K>>ver>>y>^>>k>>[>n>]>>$$

E为求期望的运算符，MSE被给定为：

$$ >>MSE>=>E>>>|>y>[>n>]>-ver>>y>^>>[>n>]>|>>2>>>$$

一般，通过自适应算法(例如，RLS或LMS)或通过相关估计和直接矩阵求逆，实现MMSE优化。对于LMS优化，第k个天线上的第m个系数的更新等式为

$$ >sup>>C>k>msup>>[>n>+>1>]>=sup>>C>k>msup>>[>n>]>+sup>>\Delta X>k>msup>>[>n>]>>>(>y>[>n>]>-ver>>y>^>>[>n>]>)>>*>>>$$

其中Δ是LMS步长参数。LMS算法的步长参数控制着自适应速度和误调整误差(称为过MSE)之间的折中。如果步长过大，则不能保证算法收敛。在标准化LMS算法中，步长参数取决于观察向量X的能量。当AGC(尽力保持每个采样的接收功率为I₀)在接收机中被实现时，根据标准化步进参数和期望的所有抽头和天线上的能量和，设定步长大小。

$$ >>\Delta >=>>>\Delta >N>>>K>*>>(>>M>1>>+>>M>2>>+>I>)>>*>>I>0>>>>>$$

由于归一化的LMS算法的稳定性是基于Δ_N的值的，可以看到较小的抽头数使Δ的值能较大，因此收敛较快，在较高的多普勒频率上具有较好的跟踪能力。一般方法

图3是流程图300，描述了按照本发明的示例实施例用于根据多普勒频率估计调整自适应均衡器108的长度的方法，多普勒频率反映无线信道110的变化率。

在操作302中，自适应均衡器108被初始化，包括设定初始长度和每个参数的初始值。按照本发明的第一个示例实施例，多普勒频率的估计被用于确定均衡器长度(下面结合操作304详细描述估计多普勒频率)。显而易见，适合特定应用的抽头数可以随各种因素变化而变化，这些因素如系统采样率和码元带宽。然而，一般，较大数目的抽头被选择用于相对低的多普勒频率，较少的抽头被选择用于相对高的多普勒频率。

这可以被实现为如示例表1的查找表。表1将几个反因果抽头(M₁)和因果抽头(M₂)与特定多普勒频率相关。在此例中，测量的多普勒频率被量化为频率区段，这些频率区段具有所示的区段中心宽为5Hz。例如，表1的第一行描述了区段中心为2.5Hz从0Hz扩展到5Hz的第一个频率区段。如果初始多普勒频率被估计在0Hz和5Hz之间，则均衡器长度被初始化为31个抽头，包括一个主抽头、15个因果抽头、以及15个反因果抽头。

    M₁    M₂  BinCenter[m]＝2.5    15    15  BinCenter[m]＝7.5    11    11  BinCenter[m]＝12.5    8    8  BinCenter[m]＝17.5    6    6  BinCenter[m]＝22.5    4    4  BinCenter[m]＝27.5    3    3  BinCenter[m]≥32.5    2    2

                             表1

按照第二个示例实施例，均衡器长度被初始化为预订数量的抽头，这些抽头被选为自适应速度和MMSE之间的折中。

按照传统的自适应均衡器系数初始化均衡器系数。本领域的技术人员将认识到可以用不同的方法初始化自适应滤波器。按照本发明的技术不取决于以任何特定方式被初始化的均衡器系数。

在操作304中，发射机102和接收机104之间的多普勒频率被估计。多普勒频率f_D反映无线信道110上的衰落过程的带宽，可以与移动接收机(对于固定发射机)的速率v相关如下：f_D＝v/λ，其中λ是传输波长。许多传统技术可用于测量多普勒频率。例如，显而易见，可以在接收机处通过测量接收信号的过零速率获得f_D的估计。然而，这里所描述的按照本发明的技术不取决于任何用于估计多普勒频率的特定方法。

按照本发明的示例实施例，多普勒频率被周期地估计，并且用于调整均衡器长度。然而，多普勒频率不需要严格周期地被估计，而是可以在不一定周期性的时间上被间歇地估计。

在操作306中，可以根据操作306种采样的多普勒估计调整自适应均衡器108的长度。一般，当普勒频率降低时自适应均衡器108的长度增大。相反，当多普勒频率增加时，自适应均衡器108的长度减小。下面详细描述本发明的多种示例实施例，其中长度只有下列情况才被调整：最后的长度调整后已经经过一定时间量，或者多普勒频率的变化超过了某个门限。下面结合图4和5描述这些示例实施例。

在操作308中，自适应均衡器108被应用于接收的数据码元，以对无线信道110引入的噪声和干扰滤波。如上所述，在移动电话环境中，自适应均衡器108可以被用于降低多径干扰，从而减少接收码元之间的ISI。操作304到308时间性重复，随着无线信道110的变化率改变，多普勒频率的新估计被用于调整自适应均衡器108的长度。下面的部分描述了本发明的多种示例实施例，详述了图3中给出的基本操作。

考虑逝去时间和频率门限调整均衡器长度

图4是描述按照本发明用于调整自适应均衡器108的方法的流程图，其中考虑从最后的长度调整以来是否逝去足够的时间，多普勒频率变化是否超过某个最小门限。下面在仅出于示例性目的的示例HDR系统环境下，描述图4的操作。然而，对于本领域的技术人员显而易见，与这些操作相关的潜在原理可以被同样好地应用于其它通信系统。

上面结合图3描述了操作302和304。然而，一些附加的变量按照本发明的示例实施例在操作302中被初始化。当前时隙标号n被初始化为零，以表示操作从第一个接收的数据帧开始。最近变化的标号m被初始化为零。最近变化标号表示最后一帧的标号，其中自适应均衡器108的长度被改变。下面详细描述此信息被使用的方法。

在操作304中使用每帧接收数据测量示出为f_D[n]的多普勒频率。在示例HDR实现中，根据此时隙相关的多普勒频率，自适应均衡器108的长度每时隙只被改变一次(或更少)。在当前数据帧的开始处采用多普勒频率估计。这使得对帧长度的调整在帧的导频部分期间训练均衡器系数之前进行。第一个时隙期间采用的多普勒估计由f_D[0]给定。此估计被量化，并且用于设定自适应均衡器108的初始长度。在下面的描述中，多普勒频率量化操作的区段大小由A给定。

在操作402中，在当前时隙(f_D[n])的多普勒估计和对应于最近变化的多普勒频率测量的区段中心之间计算差值(X)。在操作404中，此差值被与区段宽度A相比较。如果此差值的幅度不大于A，则对于当前帧自适应均衡器108的长度不改变。换句话说，按照本发明的示例实施例，均衡器长度仅当多普勒频率变化量大于频率区段大小时才改变。这有防止无意义的长度调整的作用，否则相对较小的多普勒频率变化就会导致长度调整。显而易见，如果期望更大或更小的均衡器长度，则除了区段大小外的门限也可用于此差值。

在操作406中，时隙标号n被增加，表现在两计时器上：TimerD和TimerA。TimerD表示从均衡器长度增加的最后一个时隙开始经过了几个时隙。相反，TimerA表示从均衡器长度减小的最后一个时隙开始经过了几个时隙。

如果差值X大于A，则在操作408中确定差值X为正还是负，分别表示多普勒频率的增加或减小。如果多普勒频率减小了，则在操作410中确定TimerA是否满足门限WaitA。WaitA代表从最后的时间抽头被撤去到抽头被加入自适应均衡器108之前所需经过的最小时间量。同样，操作418中的TimerD和WaitD用于确保从最后的时间抽头被加入到允许抽头被撤去所需经过的时间最小值。当多普勒频率靠近量化边界(给出为AHz的正整数倍)之一时，这两个计时器的组合操作阻止连续增加或减少抽头。如果已经满足所经过的时间门限WaitA，则均衡器长度不被调整而且时隙标记和计时器在操作406中被增加。

如果满足了经过时间门限WaitA，则在操作412中确定要增加的抽头数(B_Add)。按照本发明的一示例实施例，通过查阅查找表确定B_Add，此查找表将抽头数和量化的多普勒频率的区段中心相关。下面示出的表2是示例查找表。从表2中可以看到，在较低的多普勒频率处加入(或撤出)更多的抽头。这是因为较低的多普勒频率处的变化比较高的频率处的信道过量MSE偏差的效果方面更有意义。

  BinCenter[m]＝2.5    0    8  BinCenter[m]＝7.5    8    6  BinCenter[m]＝12.5    6    4  BinCenter[m]＝17.5    4    4  BinCenter[m]＝22.5    4    2  BinCenter[m]＝27.5    2    2  BinCenter[m]＝32.5    2    0  BinCenter[m]＞37.5    0    0

                          表2

例如，假设对应于最近变化的多普勒频率测量的区段中心为17.5Hz，当前帧(f_D[n])的多普勒频率估计为12Hz。由于X(17.5Hz-12Hz＝5.5Hz)大于A(5Hz)，并且进一步假设从均衡器长度被最后减小(即TimerA＞WaitA)已经经过了足够的时间量，则抽头将在操作412中被加入。使用17.5Hz的旧区段中心查阅表2，结果4个抽头(B_Add＝4)将被加入到自适应均衡器108。

新的抽头可以是反因果、因果或两者都有(分别反映为M₁、M₂或两者的变化)。加入反因果一边的抽头数被给定为B₁，加入因果一边的抽头数被给定为B₂，其中B₁+B₂＝B_Add。

按照第一个示例实施例，抽头被加入被认为更有用的一边(或因果或反因果)。一般，那些具有较大幅度的系数的抽头被认为更有用，因为他们对于滤波输出的贡献更大。有用性判决基于均衡器系数的最新值。

例如，考虑M₁＝2和M₂＝2的5抽头均衡器，系数向量被给定为：

{G_k^-2[n]，G_k^-1[n]，C_k⁰[n]，C_k¹[n]，C_k²[n]}

如果此均衡器的值为

{-0.03，0.05，0.98，0.3，-0.2}

以及多普勒频率测量表示2个抽头(B_Add＝2)被加入以增加均衡器长度至7，然后将此抽头加入因果一边(B₁＝0和B₂＝2)更有益，因为因果抽头更有用。因果抽头被认为更有用是因为因果系数(0.3，0.2)的幅度大于反因果系数(0.03，0.05)的幅度。这产生了新的值，M₁＝2和M₂＝4。

根据抽头有用性(使用归值M₁和M₂增加抽头的适用的规则是：

如果$$ >>|sup>>C>k>>->M>1>sup>>[>n>]>>sup>>C>k>>M>2>sup>>[>n>]>|>>$$，则设定B₁＝B_Add以及B₂＝0。

如果$$ >>|sup>>C>k>>M>2>sup>>[>n>]>>sup>>C>k>>->M>1>sup>>[>n>]>|>>$$，则设定B₂＝B_Add以及B₁＝0。

换句话说，附加的抽头加入到系数具有最大幅度的最外部抽头(即，离主抽头最远的抽头)的一边。显而易见，其他规则也可以用于根据抽头的有用性在均衡器的因果和反因果两边分配新的抽头。例如，因果边和反因果边上的抽头的平均幅度可以被比较作为哪些抽头更有用的测量。

按照本发明的第二个示例实施例，新的抽头被加到当前具有较少抽头的一边。根据此标准适用的规则给定为：

如果M₁＜M₂，则设定B₁＝B_Add以及B₂＝0

如果M₂＜M₁，则设定B₂＝B_Add以及B₁＝0

如果M₁＝M₂，则设定B₁＝B_Add/2以及B₂＝B_Add/2

此规则表示将抽头加入自适应均衡器108的更保守的方法，因为它不允许一边或另一边变得不成比例地大。

一旦在操作414中新的抽头被加入，多个辅助变量在操作416中被更新。反因果和因果抽头(M₁，M₂)按照被加的(B₁，B₂)抽头数被更新。最新的变化标号被更新以反映当前的时隙标号n，最新的区段中心(BinCenter[m])被更新以反映降低的多普勒频率的区段中心。经过计时器TimerD被重启，当前的时隙标号n被增加到下一个帧。

现在返回操作408，如果差值X为正，表示多普勒频率的增加，则有可能均衡器长度将通过从因果边、反因果边或两者撤销抽头而减小。操作418到426描述了撤销抽头的过程，与用于增加抽头的操作410到416相似。

在操作418中，确定从最后一次长度增加是否已经经过足够的时间量，此操作通过比较TimerD与门限WaitD完成的。如果没有满足门限，则自适应滤波器108的长度不被调整，并且在操作426中等待操作304中下一个多普勒估计之前增加计时器和时隙计数器。如果满足门限，则在操作420中通过使用当前多普勒频率的区段中心参考查找表确定要撤销的抽头数(B_Drop)。

在操作422中，确定从因果边、反因果边或两者撤销抽头。如上述增加抽头相关描述，从被认为用处较少的一边撤销抽头。按照此示例实施例，撤销抽头的使用规则是：

如果，则设定B₁＝B_Drop以及B₂＝0。

如果，则设定B₂＝B_Drop以及B₁＝0。其中从最外部抽头具有最低幅度系数的那一边撤销抽头。或者，按照第二个示例实施例，用于撤销抽头的更保守的规则为：

设定B₁＝B_Drop/2以及B₂＝B_Drop/2。其中从两边相同地撤销抽头。

在操作424中，每当抽头被撤销更新一次辅助变量。按照被撤销的抽头数(B₁，B₂)更新反因果和因果抽头数目(M₁，M₂)。最新变化标号m被更新，以反映当前时隙标号n，最近的区段中心(BinCenter[m])被更新，以反映增大的多普勒频率的区段中心。经过时间计时器TimerA被重启，而且当前时隙标号n被增加到下一帧。

如上所述，在HDR系统中，对于每帧数据重复操作304和402到426。在将自适应滤波器108应用于帧的导频部分之前，确定是否调整滤波器长度。当系数在导频部分被训练完之后，就将自适应均衡器108应用于帧的数据部分(操作308)以抵消多径干扰，从而减少ISI。

用于调整均衡器长度的简化方法

图5是一流程图，描述了按照本发明的用于调整自适应均衡器108的长度的简化方法。与图4相关描述的方法相比，不使用计时器，采用根据多普勒频率选择抽头数的简化方法。这些简化代表性能与复杂度之间的折中。

在操作502中，自适应均衡器108被初始化。根据第一个时隙(f_D[n])内测量的多普勒频率选择初始长度。按照本发明的此示例实施例，使用估计的多普勒频率参考查找表。表3为此表一示例，示出如下。

    M₁    M₂    0≤f_D[n]＜5    15    15    5≤f_D[n]＜10    11    11    10≤f_D[n]＜15    8    8    15≤f_D[n]＜20    6    6    20≤f_D[n]＜25    4    4    25≤f_D[n]＜30    3    3    30≤f_D[n]    2    2

                     表3

在操作504中，对当前时隙测量多普勒频率。在操作506中，在当前帧(f_D[n])的多普勒估计和对应于最近变化的多普勒频率测量区段中心之间计算差值(X)。在操作508中，此差值被看成区段宽度A。如果此差值的幅度不大于A，则对于当前帧自适应均衡器108的长度不改变，并且在操作510中返回操作504之前增加时隙标号n，以等待多普勒频率估计。

如果X的幅度大于A，则在操作512中使用当前多普勒频率估计确定因果和非因果抽头数。按照本发明的示例实施例，使用多普勒频率参考查找表。例如，给定某个多普勒频率估计，表3可以用于确定M₁和M₂。

在操作514中，最新变化标号m被更新以反映当前时隙标号n，当前时隙标号n被增加到下一帧。

如上所述，实现图5内描述的较简单实施例相关的花销少于图4的较复杂实施例相关的花销。然而，较简单实施例在某些条件下可能运行得不好。

本领域的技术人员理解信息与信号可以用各种不同的工艺与技术来表示。例如，上面的描述中所指的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号以及码片可以通过电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或者任何它们的组合来表示。

本领域的技术人员还可以理解，结合这里揭示的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤可以用电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为了清楚地说明硬件和软件的交互性，各种说明性的组件、方框、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计约束。技术人员可以用不同的方式为具体应用实现所描述的功能，但是这些实现判决不应该被认为是脱离本发明的范围。

结合这里所揭示的实施例来描述的各种说明性的逻辑块、模块和电路的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、应用专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件、或用于执行这里所述功能而被设计的器件的任意组合。通用处理器最好是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可以用计算机器件的组合例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、与DSP内核结合的一个或多个微处理器或者其它这样的配置来实现。

结合这里所揭示的实施例来描述的方法或算法步骤的实现或执行可以直接包含于硬件中、处理器执行的软件模块中或者两者的组合。软件模块可以驻留于RAM存储器、快闪存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域中已知的其它任意形式的存储媒体中。示例性储存媒质耦合到能从储存媒质中读取信息并能向其中写入信息的处理器上。或者，储存媒质并入处理器中。处理器和储存媒质可以驻留在ASIC中。ASIC可以驻留于用户终端。或者，处理器和储存媒质可以驻留用户终端作为独立的组件。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。