复合有源箝位三相交流－直流功率因数校正变换器

摘要

本发明的复合有源箝位三相交流－直流功率因数校正变换器包括由六个反并联有二极管的全控主开关构成的三相桥臂，分别接在电源与各相桥臂中点之间的输入电感和接于三相桥臂输出端的输出电容，其特征是三相桥臂的六个主开关分别并联电容，在三相桥臂的直流母线和输出电容之间接入谐振电感，并在谐振电感两端跨接由反并联有二极管的辅助开关与箝位电容相串联的电路，在辅助开关两端并联电容。该变换器结构简单，变换器中全控开关的反并联二极管的反向恢复得到抑制，减少了电磁干扰。电路中所有功率开关器件实现软开关，开关损耗小，电路效率高，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。该变换器可用于各种电源中前级整流装置。

说明书

技术领域

本发明涉及交流-直流变换器，尤其是复合有源箝位三相功率因数校正变换器。

背景技术

目前的三相交流-直流功率因数校正变换器如图1所示，它包括由六个反并联有二极管的全控主开关S1～S6构成的三相桥臂，分别接在电源与各相桥臂中点之间的输入电感LA～LC和接于三相桥臂输出端的输出电容Co。这种三相交流-直流功率因数校正变换器能够实现输入电流功率因数校正，但电路工作在硬开关状态，存在着二极管的反向恢复问题，器件开关损耗大，限制了工作频率的提高，降低了电路效率并且存在较大的电磁干扰。

发明内容

本发明的目的是提供一种可以抑制二极管的反向恢复电流，减小开关损耗，提高电路效率，减少电磁干扰并实现软开关的复合有源箝位三相交流-直流功率因数校正变换器。

本发明的复合有源箝位三相交流-直流功率因数校正变换器，包括由六个反并联有二极管的全控主开关构成的三相桥臂，分别接在电源与各相桥臂中点之间的输入电感和接于三相桥臂输出端的输出电容，其特征是三相桥臂的六个主开关分别并联电容，在三相桥臂的直流母线和输出电容之间接入谐振电感，并在谐振电感两端跨接由反并联有二极管的辅助开关与箝位电容相串联的电路，在辅助开关两端并联电容。

本发明与现有的基于谐振直流环节软开关三相交流-直流功率因数校正变换器的区别是：变换器中所有的开关频率都是固定的，辅助开关工作频率与主开关的频率相同。变换器通过复合有源箝位支路实现主开关和辅助开关的零电压开关(ZVS)。变换器采用空间矢量的控制方式，在一个工频周期内，变换器的控制可以分为12个扇区。

本发明的复合有源箝位三相交流-直流功率因数校正变换器结构简单，变换器中全控开关的反并联二极管的反向恢复得到抑制，减少了电磁干扰。电路中所有功率开关器件实现软开关，从而减小了开关损耗，可以提高电路效率，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。该变换器的电路能够实现对输出电容电压控制，实现输入电流的功率因数校正功能。可用于各种电源中前级整流装置。

附图说明

图1是现有的三相交流-直流功率因数校正变换器；

图2是本发明的一种具体电路图；

图3是本发明的另一种具体电路图；

图4是一个工频周期内12个工作扇区的划分示意图；

图5是一个工频周期内12个工作扇区的空间矢量图；

图6是变换器在扇区2中开关的脉冲控制时序图；

图7是本发明电路工作时的主要电压和电流波形；

图8是本发明对应图7所示t₀-t₁阶段的电路工作状态示意图；

图9是本发明对应图7所示t₁-t₂阶段的电路工作状态示意图；

图10是本发明对应图7所示t₂-t₃阶段的电路工作状态示意图；

图11是本发明对应图7所示t₃-t₄阶段的电路工作状态示意图；

图12是本发明对应图7所示t₄-t₅阶段的电路工作状态示意图；

图13是本发明对应图7所示t₅-t₆阶段的电路工作状态示意图；

图14是本发明对应图7所示t₆-t₇阶段的电路工作状态示意图；

图15是本发明对应图7所示t₇-t₈阶段的电路工作状态示意图。

具体实施方式

参照图2，本发明的复合有源箝位三相交流-直流功率因数校正变换器包括由六个反并联有二极管的全控主开关S1～S6构成的三相桥臂，分别接在电源与各相桥臂中点之间的输入电感LA～LC和接于三相桥臂输出端的输出电容Co，其特征是三相桥臂的六个主开关S1～S6分别并联电容C1～C6，图示具体实例中，在三相桥臂的正极母线与输出电容Co正端接入谐振电感Lr，并在谐振电感Lr两端跨接由反并联有二极管的辅助开关S7与箝位电容Cc相串联的电路，辅助开关S7两端并联电容C7。图3所示实例中，是在三相桥臂的负极母线与输出电容负端接入谐振电感Lr，并在谐振电感Lr两端跨接由反并联有二极管的辅助开关S7与箝位电容Cc相串联的电路，辅助开关S7两端并联电容C7。

复合有源箝位三相交流-直流功率因数校正变换器采用空间矢量控制。在一个工频周期内，变换器的控制可以分为12个扇区。如图4和图5所示。变换器控制在各扇区都是类似的。变换器中的六个主开关和辅助开关由固定开关频率的空间矢量PWM控制器所控制。

以下以图2所示的复合有源箝位三相功率因数校正变换器为例，详细描述其工作过程。对于三相功率因数校正变换器，在输入电流一个工频周期的12个扇区中，其工作过程是类似的，这里就以扇区2中的一个开关周期为例进行分析，变换器在扇区2中开关的脉冲控制时序如图6所示。在一个开关工作周期内，变换器共有8个工作状态。工作时的主要电压和电流波形如图7所示。

阶段1(t₀-t₁)：(参见图8)

主开关S1、S2、S6和辅助开关S7处于导通。在此阶段中，电感LA、LB、LC中的能量向负载输送，电感LA、LB、LC中电流的绝对值在减小。由谐振电感Lr，箝位电容Cc和辅助开关S7组成的谐振回路中，谐振电感Lr的电流在增大。

阶段2(t₁-t₂)：(参见图9)

t1时刻，辅助开关S7关断，谐振电感Lr给主开关S3、S5、S4的并联电容放电。到t2时刻，三个开关的并联电容电压到零。开关的体内二极管开始导通。t2时刻，主开关S3、S5的驱动加上，两个开关均为软开关。到t2时刻，辅助开关S7上的电压被箝位为Vo+Vcc。

阶段3(t₂-t₃)：(参见图10)

此阶段为主开关S4、S6、S2的反并二极管反向恢复阶段。到t3时刻，谐振电感电流变为最小值。

阶段4(t₃-t₄)：(参见图11)

t3时刻，主开关S4、S6、S2的反并联二极管关断，两端电容电压开始增加。辅助开关S7两端并联电容电压减小，到t4时刻，S7体内二极管导通。S7在零电压条件下导通。

阶段5(t₄-t₅)：(参见图12)

到t4时刻，主开关S4、S6、S2的反向恢复完成。由谐振电感Lr，箝位电容Cc和辅助开关S7组成的谐振回路中，谐振电感Lr在给箝位电容Cc充电。

阶段6(t₅-t₆)：(参见图13)

到t5时刻，主开关S5关断，电感LC中的电流给主开关S5的并联电容C5充电，给主开关S2的并联电容C2放电，由于S5的并联电容的存在，S5的关断损耗得到减少。

阶段7(t₆-t₇)：(参见图14)

到t6时刻，主开关S2的体内二极管导通，此时，由谐振电感Lr，箝位电容Cc和辅助开关S7组成的谐振回路中，谐振电感Lr的电流在减小。

阶段8(t₇-t₈)：(参见图15)

到t7时刻，主开关S3关断，电感LB中的电流给主开关S5的并联电容C3充电，给主开关S6的并联电容C6放电，由于S3并联电容的存在，S3的关断损耗得到减少。到t8时刻，S3关断，主开关S6的体内二极管导通，与阶段1重合。电路重复下一个周期。