变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路

摘要

一种变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器属电力电子系统变换器。包括直流电压(1)，输入分压电容(2)，开关管斩波电路(3)，变压器隔离电路(4)，滤波电路(5)，直流电压输出电路(6)。其特点是：所述开关管斩波电路(3)由四个开关管(Q1、Q3、Q5、Q7)组成超前桥臂；由另四个开关管(Q2、Q4、Q6、Q8)组成滞后桥臂；所述变压器隔离电路(4)采用变压器箝位技术，即在变压器的同一磁芯上绕有两个原边绕组(Np1)与(Np2)。由此减轻了输入分压电容的压力，输入分压电容不再参与主功率的传递，变压器传递的能量直接从输入直流电源中获得，依靠变压器的箝位，分压电容上的电压自动均压，从而保证了开关管的电压应力为输入电压的一半。因此，对于像地铁、轻轨等输入直流电压达1700V的应用场合中，本变换器可用1500V～1700V的普通耐压开关管，并且分压电容的容量值只要有几千皮法就能将分压电容中点电位稳住。

说明书

技术领域

本发明的变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路属电力电子系统直/直变换器。

背景技术

在当今社会中，电与人们的生活密切相关，用电设备随处可见。在众多用电设备中，电源是一个必不可少的部分，一般的用电设备所需的电源可以分为两种：一种是交流电源，一种是直流电源。交流电可以直接从交流供电电网中获得，或将电网中的交流电通过变压器变压后获得，也可以由直流电通过逆变器逆变成交流电等等。直流电最简单的获取方式是将交流电整流后滤波成直流电，但是为了获得稳定可靠的直流电，就必须采用变换器，变换器一般指的是直/直变换器(DC/DC Converters)。如果输入是交流电，那么就是交/直变换器(AC/DCConverters)，这种变换器一般是先将交流电整流成直流电，然后再进行直/直变换。直/直变换器的电路拓扑五花八门，主要可以分为两类：一是输入、输出不隔离，这类变换器常见的有Buck(降压)、Boost(升压)、Cuk(升降压)等电路，以及为了改善电路的工作情况而衍生出的电路。二是输入、输出带隔离的，这类变换器常见的有Flyback(反激)、Forward(正激)、Push-Pull(推挽)、Half-Bridge(半桥)、Full-Bridge(全桥)等电路，以及为了改善电路的工作情况而衍生出的电路。现在许多用电设备中的电源都要求输入、输出隔离，因此第二类变换器用的更加广泛，这类变换器有一定的共性，一般可划分为以下六个部分：(1)直流电压输入；(2)开关管斩波；(3)变压器隔离；(4)二极管(或开关管)整流；(5)电感、电容滤波；(6)直流电压输出。下面以传统的全桥直/直变换器(FB DC/DC Converter)电路对这六个部分加以举例说明，见图1。该电路的工作情况可以简单描述如下：开关管(Q₁、Q₂、Q₃、Q₄)有两个工作状态，即开通或关断。当(Q₁、Q₄)或(Q₂、Q₃)开通时，变压器原边向副边传递能量，变压器副边整流二极管D_R1或D_R2导通，整流后的电压经电感L_o、电容C_o滤波后成为直流电供给负载R_o。当(Q₁、Q₂、Q₃、Q₄)都关断时，变压器原边不向副边传递能量。

带隔离的直/直变换器应用场合非常广，不同的场合要求也不同。而变换器选用的电路拓扑也根据应用场合的不同而不同，一般有两个选用依据，一是根据输入电压的高低，二是根据输出功率的大小。这两个条件决定了选用主功率管(开关管)的定额。现在，为了提高功率因数，常常采用功率因数校正(PFC)技术，三相PFC变换器的输出直流电压一般为760V～800V，有时甚至高达1000V，这使得后级的直流变换器的开关管的选择变的非常困难。为了解决这个问题，1992年巴西的Pinheiro提出了零电压开关三电平直流变换器(Zero-Voltage-Switching Three-Level Converter，ZVS TL变换器)，该变换器的开关管电压应力为输入直流电压的一半。随后，许多学者在这方面作了大量的研究，纷纷发表了关于解决高输入电压直/直变换器的文章，这些变换器大多有一个共同的特点，就是利用输入分压电容来进行分压，以降低开关管上的电压应力，输入分压电容是交替供电的。这些变换器可以统称为多电平变换器。其中，比较典型的电路是零电压开关PWM三电平变换器(ZVSPWM TL Converter)，见图2，其中该电路中开关管的电压应力为输入电压的一半，同时利用变压器的漏感(或外加电感)和开关管的结电容实现开关管的ZVS。

上面提到，输入分压电容是交替供电的，这就带来一个问题，即不能保证两输入电容中点电位的稳定。这一问题的解决办法是加大输入电容容量，减小传输功率。因此，这类变换器广泛应用于中、小功率的应用场合中。

在有些场合，输入的电压很高，输出的功率又非常大，如地铁、轻轨车的机车输入电压为直流1700V，机车上的许多用电设备的电压要求为三相交流380V，需求功率达到上百千瓦，因此，直流电压要进行变换。降压方案较典型的有全桥电路，但大容量能应付1700V输入的开关管必须选耐压值为3300V的开关管，这种开关管非常昂贵。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，研制一种能保证两个及两个以上输入电容中点电位稳定，能使用普通耐压开关管的零电压开关三电平变换器及其扩展电路。

为实现上述目的，本发明的变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器及其扩展电路是采用变压器箝位技术，它减轻了输入分压电容的压力，输入分压电容不再参与主功率的传递，变压器传递的能量直接从输入直流电源中获得，依靠变压器的箝位，分压电容上的电压自动均压，从而保证了开关管的电压应力为输入电压的m分之一(m＝2，3，4，5......)。

变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器组成是包括直流电压输入电路连于输入分压电容及开关管斩波电路，其输出连于变压器隔离电路，变压器隔离电路的输出经二极管整流电路和电感电容滤波电路，最后连于直流电压输出电路。其特点是所述开关管斩波电路与变压器隔离电路的组成。开关管斩波电路是两个全桥电路的串联，第1、第3、第5及第7的四个开关管依次正向串联后的正负两端并联在两个分压输入电容的串联电路两端，第1、第3两个开关管与第5、第7两个开关管的串联中点与两个分压输入电容的串联中点相连组成全桥电路的超前桥臂；第2、第4、第6及第8的另四个开关管依次正向串联后的正负两端同样并联在两个分压输入电容的串联电路两端，第2、第4两个开关管与第6、第8两个开关管的串联中点与两个分压输入电容的串联中点相连组成全桥电路的滞后桥臂。所述变压器隔离电路的变压器原边绕有两个匝数相同的绕组，其中一个绕组的同铭端连于超前桥臂第1与第3两个开关管的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第2与第4两个开关管的串联中点，另一个绕组的同铭端连于超前桥臂第5与第7两个开关管的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第6与第8两个开关管的串联中点，变压器副边的两个绕组与现有技术相同仍分别连于各自的二极管整流电路。

本发明在三电平全桥变换器的基础上，再串联分压电容，每个分压电容的两端连接一个由两个开关管串联与另两个开关管串联所组成的全桥电路，以及每个全桥电路的输出再连于相对应的绕制在同一变压器隔离电路的变压器上其匝数均相同的一个原边绕组所构成的扩展电路。

附图说明

图1传统的全桥直/直变换器电路原理图

图2传统的零电压开关PWM三电平变压器原理图

图3变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器原理图

图4本发明的变压器箝位零电压开关全桥变换器扩展电路原理图

图5图4的几个具体实施例图

图6变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器开关管驱动信号示意图

图7变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器的工作原理示意图

图8等效电路示意图

图3～图8的符号名称：Vin—直流电压，C_i1、C_i2、C_in—分压电容，Q₁～Q₈—开关管，D₁～D₈—续流二极管，C₁～C₈—电容，N_p1、N_p2、N_pn—变压器原边绕组，N_s1、N_s2—变压器副边绕组，D_R1、D_R2—整流二极管，Lo—滤波电感，Co—滤波电感，Ro—电阻，Vo—输出电压，FB-1、FB-2、FB-n—全桥电路，t₀～t₈—开关周期，t_d—死区时间，α—移相角，i_p1、i_p2—变压器原边电流，i_s1、i_s2—变压器副边电流，Io—输出电流，E_p—变压器原边绕组端电压，r₁—全桥上半部分开关管、导线、变压器原边绕组N_p1总电阻，r₂—全桥下半部分开关管、导线、变压器原边绕组N_p2总电阻。其中n＝3，4，5，6......

具体实施方式

由图3可知，本发明的具体组成是，直流电压1的输出连于输入分压电容2及开关管斩波电路3，其输出连于变压器隔离电路4的变压器原边，变压器隔离电路4的输出经二极管整流电路和电感电容滤波电路5，最后连于直流电压输出电路6。由图1、图2、图3可知，本发明的发明点在于开关管斩波电路3和变压器隔离电路4，其中开关管斩波电路3的具体组成是由第1、第3、第5及第7的四个开关管Q₁、Q₃、Q₅、Q₇依次正向串联后的正负两端并联在两个分压输入电容C_i1与C_i2的串联电路两端，以及第3开关管Q₃与第5开关管Q₅的串联中点与两个分压输入电容C_i1与C_i2的串联中点相连组成全桥电路的超前桥臂；第2、第4、第6及第8的另四个开关管Q₂、Q₄、Q₆、Q₈依次正向串联后的正负两端同样并联在两个分压输入电容C_i1与C_i2的串联电路两端，第4开关管Q₄与第6开关管Q₆的串联中点与两个分压输入电容C_i1与C_i2的串联中点相连组成全桥电路的滞后桥臂。所述变压器隔离电路4的变压器原边两个绕组N_p1、N_p2绕在变压器的同一个磁芯上，两个绕组的匝数相同，其中一个绕组N_p1的同铭端连于超前桥臂第1开关管Q₁与第3开关管Q₃的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第2开关管Q₂与第4开关管Q₄的串联中点，另一个绕组N_p2的同铭端连于超前桥臂第5开关管Q₅与第7开关管Q₇的串联中点，异铭端连于滞后桥臂第6开关管Q₆与第8开关管Q₈的串联中点，由此构成变压器箝位，变压器副边的两个绕组与现有技术相同仍分别连于各自的二极管整流电路。

图4及图5是本发明的扩展电路原理图及实施例图，由图4及图5可知，本发明的扩展电路是在变压器箝位三电平全桥变换器的基础上，再串联分压电容C_in，每个分压电容C_in两端连接一个由两个开关管串联与另两个开关管串联所组成的全桥电路FB-n(n＝3，4，5，6......)以及每个全桥电路FB-n的输出再连于相对应的绕制在同一变压器隔离电路4的变压器上其匝数均相同的一个原边绕组N_pn(n＝3，4，5，6......)所组成的扩展电路。

下面先对其工作原理进行简单的分析，为了便于理论分析，只对变压器箝位零电压开关三电平全桥变换器该变换器(n＝2)进行分析，见图3，变压器箝位零电压开关全桥变换器扩展电路(n＞2)的工作原理与它基本相同。控制电路采用传统的移相控制，(Q₁、Q₃、Q₅、Q₇)组成超前桥臂，(Q₂、′Q₄、Q₆、Q₈)组成滞后桥臂。桥臂对应位置上的开关管的驱动信号相同，开关管的驱动信号见图6，t₀～t₈为一个开关周期，t_d为死区时间，α为移相角。

在分析之前，先作如下假设；

1)所有开关管，电感，电容均为理想器件

2)变压器漏感远小于输出滤波电感Lo

3)变压器原副边匝比为K：

$>>K>=>>>N>>p>1>>>>N>>s>1>>>>=>>>N>>p>2>>>>N>>s>2>>>>=>>>N>p>>>N>s>>>>>$

4)开关管Q₁～Q₈并联电容均为Cr

5)输入分压电容C_i1＝C_i2＝C_is

以下是变换器的工作过程：

[1]在t₀时刻前，开关管Q₁、Q₅、Q₄、Q₈导通，输入电压源通过变压器原边向变压器副边传递能量，副边整流二极管D_R1导通。见图7(a)。

[2]t₀时刻，同时关断Q₁、Q₅，原边电流i_p1、i_p2从Q₁、Q₅中转移到C₁、C₃、C₅、C₇支路中，给C₁、C₅充电，同时C₃、C₇被放电。由于有C₁、C₃、C₅、C₇，Q₁、Q₅为零电压关断。当C₃、C₇上的电压下降到零，Q₃、Q₇的反并二极管D₃、D₇自然导通。见图7(b)。

[3]t₁时刻，开通Q₃、Q₇是零电压开通，变压器原边电压变为零，原边电流自然环流。见图7(c)。

[4]t₂时刻同时关断Q₄、Q₈，原边电流从Q₄、Q₈中转移到C₂、C₄、C₆、C₈支路中，给C₄、C₈充电，同时C₂、C₆被放电。由于有C₂、C₄、C₆、C₈，Q₄、Q₈为零电压关断。见图7(d)。[5]当C₂、C₆上的电压下降到零后，二极管D₂、D₆导通，变压器原边电流流向输入电压，见图7(e)。

[6]t₃时刻同时开通Q₂、Q₆，原边电流降到零后开始反向，副边整流二极管D_R2导通，D_R1关断。输入电压源通过变压器原边向变压器副边传递能量。到t₄时刻关断Q₃、Q₇，变换器进入下半个工作周期，其工作过程与上半个工作周期相似。

从上面的分析可以看出，在整个工作周期中，分压电容不参与能量的传递，同时由于变压器原边绕组的箝位，分压电容上的电压能够自动均压，从而保证主功率管上的电压应力为输入电压的一半。

下面对三电平全桥变换器(n＝2)变压器箝位的工作原理进行分析，扩展电路(n＞2)的工作原理与它基本相同：所谓变压器箝位，是变压器原边绕组N_p1、N_p2绕在同一磁芯上，如果绕组N_p1、N_p2匝数相同，那么绕组N_p1、N_p2两端电压时刻保持相同。变换器工作主要分为三个阶段，一是变压器原边向副边传递能量；二是变压器原、副边电压为零(变换器处于零状态)；三是变换器开关管进行电压转换(ZVS)。其中第三个阶段时间很短，因此可以忽略它对分压电容的影响，第二个阶段分压电容不参与。所以分压电容是否能稳定(自动均压)取决于第一个阶段。

第一阶段等效电路见图8，其中r₁为全桥上半部分开关管、导线、变压器原边绕组N_p1总电阻，r₂为全桥下半部分开关管、导线、变压器原边绕组N_p2总电阻，E_p为变压器端电压，变压器漏感很小，在这一阶段忽略变压器漏感。

设输入分压电容中点电位受到扰动，波动量为ΔU_o，假设波动导致分压电容C_i1上的电压高于电容C_i2的电压。变压器原边电压为E_p1，E_p2，副边电压为E_s1，E_s2变压器原边电流为i_p1，i_p2，副边电流为i_s1，i_s2。

根据磁链守恒定律：

$>>>E>>p>1>>>=>>N>>p>1>>>>d\Phi >dt>>,>>> $ >>>E>>p>2>>>=>>N>>p>2>>>>d\Phi >dt>>>>$$

$>>>E>>s>1>>>=>>N>>s>1>>>>d\Phi >dt>>,>>> $ >>>E>>s>2>>>=>>N>>s>2>>>>d\Phi >dt>>,>>>$$

有：E_p＝E_p1＝E_p2＝KE_s1＝KE_s2                                    (1)

N_p1*i_p1+N_p2*i_p2＝N_s1*i_s1+N_s2*i_s2

N_p*(i_p1+i_p2)＝N_s*(i_s1+i_s2)＝N_s*I_o

有：

$>>>i>>p>1>>>+>>i>>p>2>>>=>>>I>o>>K>>->->->->>(>2>)>>>>$

从变换器等效电路可得：

$>>>i>>p>1>>>=>>>>1>2>>>V>m>>+>\Delta >>U>o>>->>E>p>>>>r>1>>>->->->>(>3>)>>>>$

$>>>i>>p>2>>>=>>>>1>2>>>V>m>>->\Delta >>U>o>>->>E>p>>>>r>2>>>->->->->>(>4>)>>>>$

由式(1)，(2)，(3)，(4)可得：

$>>>i>>p>1>>>=>>>>r>2>>>I>o>>>>K>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>+>>>2>\Delta >>U>o>>>>>r>1>>+>>r>2>>>>->->->->>(>5>)>>>>$

$>>>i>>p>2>>>=>>>>r>1>>>I>o>>>>K>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>->>>2>\Delta >>U>o>>>>>r>1>>+>>r>2>>>>->->->->>(>6>)>>>>$

i_p1＞i_p2，分压电容C_i1放电，电容C_i2充电。随着中点电位的恢复，波动量ΔU_o会减小，原边电流i_p1，i_p2也会发生变化。当波动量消除后，原边电流i_p1，i_p2也会恢复成I_o/2K。为了简化计算，我们取两者的平均值进行计算：

$>>>I>>p>1>>>=>>>>i>>p>1>>>+>>>I>o>>>2>K>>>>2>>=>>>>r>2>>>I>o>>>>2>K>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>+>>>\Delta >>U>o>>>>>r>1>>+>>r>2>>>>+>>>I>o>>>4>K>>>->->->->>(>7>)>>>>$

$>>>I>>p>2>>>=>>>>i>>p>2>>>+>>>I>o>>>2>K>>>>2>>=>>>>r>1>>>I>o>>>>2>K>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>+>>>\Delta >>U>o>>>>>r>1>>+>>r>2>>>>+>>>I>o>>>4>K>>>->->->->>(>8>)>>>>$

原边电流不均衡引起的反向波动(与扰动引起的波动ΔU_o相位相反)为ΔU_o′，设经过时间t_r中点电位恢复到二分之一输入电压，这时波动ΔU_o′正好抵消扰动ΔU_o。

$>>\Delta >>U>o>>=>>>I>>p>1>>>>C>>i>1>>>>*>>t>r>>>>I>>p>2>>>>C>>i>2>>>>*>>t>r>>=>>>>(>>r>2>>->>r>1>>)>>>I>o>>>>2>>C>is>>K>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>*>>t>r>>+>>>2>\Delta >>U>o>>>>>C>is>>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>*>>t>r>>>>$

ΔU_o＝ΔU_o

得： $>>>t>r>>=>>>2>K>>C>is>>\Delta >>U>o>>>(>>r>1>>+>>r>2>>)>>>>4>K\Delta >>U>o>>+>>(>>r>2>>->>r>1>>)>>>I>o>>>>->->->->>(>9>)>>>>$

由式(9)可以看出，输入分压电容Cis越大，中点电位越不容易被扰动，扰动后，恢复时间越长；输入分压电容Cis越小，中点电位越容易被扰动，扰动后，恢复时间越短。所以当分压电容中点电位受到扰动后，能够通过变压器箝位自动恢复，即输入分压电容能够自动均压。

综上所述，本文所提出的变压器箝位ZVS三电平全桥变换器及其扩展电路成功地解决了高输入电压、大传输功率的难题。技术的关键是图3中分压电容2、由双全桥组成的开关管斩波电路3与隔离变压器4原边绕组的结合，因此，这三部分结合构成的电路拓扑及变压器箝位技术理论在该电路中的运用为技术专利申请的核心部分，要求受专利保护。