宽带无线接入网中正交频分复用调制解调方法

摘要

宽带无线接入网中正交频分复用调制解调方法涉及一种特别用于宽带无线接入网的正交频分复用(OFDM)调制解调实现方案，调制方法为先进行数据预处理1，再进行数据映射2，进行调制3，然后进行DA变换4，最后输出调制信号。解调方法为：将输入数据进行A/D转换5，再进行信号的粗同步和精同步6，然后进行解调7和比特恢复8，最后输出串行比特。本方案体现了软件无线电的概念，在通用的硬件设备上不同的调制方式仅体现在软件模块的不同。同时该方案改进了系统同步算法在满足实验系统要求的前提下极大的降低了运算量；利用TMS320C6201 DSPs的EMIF与DA/AD接口，实现了较高的通信速率。

说明书

                     技术领域

本发明涉及一种特别用于802.16a宽带无线接入网的正交频分复用(OFDM)调制解调实现方案，属于通信技术领域。

                     背景技术

随着Internet的迅速普及和多媒体技术的飞速发展，用户对带宽的要求越来越高。宽带无线接入系统(BWA)以其投资少见效快等优势，正在逐步受到电信行业的青睐。现有的BWA产品是本地多点分配系统(LMDS)，其要求基站和用户站是视距(LOS)链路，这样限制了基站的覆盖范围，同时对用户站天线的安装提出了很高的要求，这在一定程度上阻碍了市场的发展。

一个BWA系统能否在市场上取得成功，主要取决于系统的服务质量和价格。运营商应该保证在设定的服务区域内，决大多数用户都能够得到服务，应该避免相邻的两户人家其中一户可以得到服务而另一户则不行的现象，还应避免由于传输条件和干扰的变化而造成服务时好时坏的现象。另外就价格方面来说，一方面用户的终端应该比较便宜，另一方面，用户终端的安装要求要简单，用户可以自己安装，甚至可以安装在室内，用户终端最好能在室内进行慢速移动，这就使得基站和用户站之间为非视距传输(NLOS)，需要采用新的物理传输技术。

非视距传输会造成多径衰落，而多径衰落会引起符号间干扰ISI。在单载波系统中克服符号间干扰的措施一般采用自适应均衡器，但随着数据传输速率的提高，为了克服ISI，往往要求均衡器的抽头数很大，均衡器的复杂性大大增加。在多径信道中，色散符号数N和数据速率成线性增长的关系，而均衡器的复杂性随N线性增长，有时甚至呈平方增长。例如，一个200kb/s的QPSK系统，符号周期为10us，如果多径信道的时延拓展为20us，则N＝20/10＝2个符号，这时的均衡器不太复杂，比较容易实现。但是如果数据传输速率增加40倍，即8Mb/s，则N等于80个符号，则均衡器的复杂度要增加1600倍(考虑∝ N)，这大大超出了当前器件的处理能力。因此在宽带无线系统中，应考虑采用其它的技术来克服ISI。近年来，由于DSP技术的飞速发展，正交频分复用(OFDM)引起了广泛关注，OFDM通过串/并变换将高速数据流分散到多个正交的子载波上传输，有较强的抗时延扩展能力，并且提高了系统的抗突发错误的能力。由于OFDM各子载波相互正交，因此允许子载波频谱混迭，使得其频带利用率高于传统的FDM调制方式。同时在OFDM系统中，普遍采用循环前缀来完全克服符号间干扰(ISI)，因此OFDM能够很好地适应无线通信中的多径环境。但目前尚无基于OFDM技术的宽带无线接入设备出现。

                          发明内容

技术问题：本发明的目的是提供一种基于DSP实现的宽带无线接入网中正交频分复用调制解调方法。

技术方案：方案的系统设计上借助于软件无线电的概念，利用TMS320c6201这样一个开放性、标准化的、通用硬件平台，将802.16a协议物理层所建议的调制解调方案用软件来实现。

本发明的宽带无线接入网中正交频分复用调制方法：为先进行数据预处理，再进行数据映射，进行调制，然后进行D\A变换，最后输出调制信号。

其中：数据预处理的处理方法为：先将源比特进行新帧开始的判断，若没有开始则进行数据映射；若新帧开始则进行判断是否帧头1已发送，若否，则发送帧头1，然后进行数据映射；若帧头1没发送，则判断是否帧头2已发送，若是，则进行数据映射，若否，则发送帧头2，然后进行数据映射。

数据映射的方法为：首先预留出28个子载波为保护带，然后判断检查当前子载波是否为导频或零频，若是，则子载波索引1可用子载波数减1，然后以映射表的表头做为基址以该子载波要承载的信息比特为偏址通过查表完成映射，若检查当前子载波不为导频或零频，则直接以映射表的表头做为基址以该子载波要承载的信息比特为偏址通过查表完成映射；然后，判断可用子载波数减1判断是否为0，若否，则返回检查当前子载波是否为导频或零频的判断，若是，则27个子载波为保护带。    

数据调制的方法为：步骤1：先将数据共扼，步骤2：将数据分为四组，步骤3：然后进行①由同一组中分出的四组中，每组取一个数据，②从数据表中读出相应的复指数据值，③蝶形运算；步骤4：进行蝶形运算是否结束的判断，若否，则返回步骤2；若是，则进行每组数据个数是否为4的判断，若是，则共扼、倒序；若否，则每组数据进一步分为四组，然后返回步骤2。

本发明的宽带无线接入网中正交频分复用解调方法为：将输入数据进行A/D转换，再进行信号的粗同步和精同步，然后进行解调和比特恢复，最后输出串行比特。

其中：信号的粗同步和精同步中，首先设定n＝粗同步起始位置；采用滑动窗法进行互相关运算n＝n+1，然后判断是否相关值＞阈值，若是，则精同步起始位置＝n+192帧头1同步结束，然后中断返回；若相关值不大于阈值，则进行当前DMA是否帧结束的判断；若结束，则进入保护粗同步位置，然后，中断返回；若当前DMA没有帧结束，则返回采用滑动窗法进行互相关运算n＝n+1。

精同步的方法为：先设定利用粗同步步信息做为精同步起始位置，相关值初始为零，找到收端已知数据的起始位置；然后循环互相关运算，再进行i＝当前DMA帧结束，若结束，则记录：①已运算数据位置；②相关值，然后中断返回；若i＝当前DMA帧没有结束，则进行已知数是否结束的判断，若没有结束，则返回循环互相关运算；若已知数据结束，则进行峰值判断，若是峰值，则记录同步位置帧头2同步结束，中断返回；若不是峰值，则进行①相关值更新，②精同步起始位置更新，③指向收端已知数据的起始位置进行下一轮互相关，再返回循环互相关运算。

比特恢复的方法为：将子程序调用去掉保护带，再进行子载波是否为导频和零频的判断，若是，则子载波数加1，并返回以上判断；若否，则先进行①实部数据星座图距离判决(I路)，②数据反映射，再进行①虚部数据星座图距离判决(Q路)，②数据反映射，然后，子载波数加1；再进行数据载波是否完成的判断，若完成，则子程序返回；若没完成，则返回子载波是否为导频和零频的判断。

在调制端，依次通过数据预处理模块，定义帧结构、生成帧头；数据映射模块，将高速串行的bit信息对应到相应的并行的数据子载波上，同时对导频子载波和保护带进行处理；调制模块，利用基于FFT的OFDM算法实现调制，最后通过片上的扩展存储器接口与DAC7802互连完成D/A变换。

在解调端，首先ADS5203完成A/D变换，通过与片上的扩展存储器接口互连将采样信号送入DSP；其次通过同步模块，完成信号的粗同步与精同步，这样一方面能达到较高的同步精度，另一方面能极大的降低运算量；然后是解调模块，根据算法的对称性，此模块与调制端基本一致；最后通过bit判决模块，此模块相当于数据映射模块的逆模块，将并行的数据子载波上的bit信息提取出来，形成串行bit流。

数/模变换用DAC7802来实现，该芯片内部有两个相互独立的DAC和DAC寄存器，通过数据总线共享的方式实现两路模拟信号输出。DAC7802拥有12bit并行数字接口，将其与EMIF低半字的高十二位相连接实现数字信号的接口，并通过EMIF提供两位地址信号、一位片选信号和异步存储器的写信号实现片选及时序接口。

模/数变换用ADS5203来实现，该芯片是双路40M符号速率的模/数转换器，提供两路独立的输入和输出，数据宽度均为10bit，将其分别与EMIF高/低半字的高十位相连接实现数字信号的接口，并通过McBSP的CLKX0提供采样时钟并通过EMIF提供一位地址信号和一位片选信号实现片选。

有益效果：本方案体现了软件无线电的概念，在通用的硬件设备上不同的调制方式仅体现在软件模块的不同。同时该方案改进了系统同步算法在满足实验系统要求的前提下极大的降低了运算量；利用TMS320C6201 DSPs的EMIF与DA/AD接口，实现了较高的通信速率。结合硬件电路的特点，以汇编为主体框架，以线性汇编进行模块化编程，取得了较高的代码效率，使系统能够满足较高数据处理的要求。

                         附图说明

图1是本发明调制电原理图。

图2是本发明调制功能框图。

图3是本发明调制端数据预处理子模块流程图。

图4是本发明调制端数据映射子模块流程图。

图5是本发明调制端数据调制子模块流程图。

图6是本发明解调电原理图。

图7是本发明解调功能框图。

图8是本发明解调端粗同步子模块流程图。

图9是本发明解调端精同步子模块流程图。

图10是本发明解调端比特恢复子模块流程图。

以上图中有：数据预处理1，再进行数据映射2，进行调制3，D\A变换4、A/D转换5，粗同步和精同步6，解调7，比特恢复8

                       具体实施方式

一、调制方案：、

宽带无线接入网中正交频分复用调制方法为先进行数据预处理1，再进行数据映射2，进行调制3，然后进行D\A变换4，最后输出调制信号。

1.数据预处理

数据预处理1的处理方法为：先将源比特进行新帧开始的判断，若没有开始则进行数据映射；若新帧开始则进行判断是否帧头1已发送，若否，则发送帧头1，然后进行数据映射；若帧头1已发送，则判断是否帧头2已发送，若是，则进行数据映射，若否，则发送帧头2，然后进行数据映射。

本部分完成物理层帧结构的定义，在每一帧的帧头加上两个特定的OFDM符号做为帧头1和帧头2，这两个收发双方均已知的OFDM符号可被收端用来同步。

从频域的观点来看，帧头1相当于通过内插提高采样率，即原先的采样64点，通过在两个采样点之间插入三个“0”，使得采样率变为原来的4倍；那么在时域，一个OFDM符号分为完全一致的4组，每组64点。帧头2同样的思路，不过原先的采样是128点，通过在两个采样点之间插入一个“0”，使得采样率变为原来的2倍；那么在时域，一个OFDM符号分为完全一致的2组，每组128点。由上可见，帧头1和帧头2都具有一定的自相关性。功能框图见图3。

2.数据映射

数据映射2的方法为：首先预留出28个子载波为保护带，然后判断检查当前子载波是否为导频或零频，若是，则子载波索引1可用子载波数减1，然后以映射表的表头做为基址以该子载波要承载的信息比特为偏址通过查表完成映射，若检查当前子载波不为导频或零频，则直接以映射表的表头做为基址以该子载波要承载的信息比特为偏址通过查表完成映射；然后，判断可用子载波数减1判断是否为0，若否，则返回检查当前子载波是否为导频或零频的判断，若是，则27个子载波为保护带。

按照802.16a协议，采用256子载波的OFDM调制解调，子载波上的数据可以采用QPSK、16QAM和64QAM三种数据映射方式，分别表示每一个OFDM子载波上可以传输2、4和6位比特，分别有三个数据映射子模块与之对应，通过调用不同的子模块可以实现不同的映射方式。同时协议还预留了一部分子载波作为保护带、导频，假定子载波标号为：-128～127，则其中-128～-101和101～127为保护带，用来避免频率复用时可能带来的带外干扰；[-84，-60，-36，-12，12，36，60，84]作为导频子载波，用来传送收方已知的导频信号，以便收方进行信道估计和均衡。数据映射子模块在进行数据映射的时候按照协议的规定跳过了这些子载波，完成数据映射。程序流程图如图4所不。

3.数据调制

数据调制的方法为：步骤1：先将数据共扼，步骤2：将数据分为四组，步骤3：然后进行①由同一组中分出的四组中，每组取一个数据，②从数据表中读出相应的复指数据值，③蝶形运算；步骤4：进行蝶形运算是否结束的判断，若否，则返回步骤2；若是，则进行每组数据个数是否为4的判断，若是，则共扼、倒序；若否，则每组数据进一步分为四组，然后返回步骤2。

该OFDM调制器基于DFT(离散傅氏变换)技术，各正交子载波的频率都是由抽样频率的分频得到的，是绝对同步的，大大降低了系统复杂度，具体实现时可采用FFT(快速傅立叶变换)来降低运算量，提高运算速度，FFT算法的基本思路是将较长的序列分解为较短的序列，利用三角函数的周期性和对称性减少运算量。由于OFDM调制等效于IFFT(快速傅立叶逆变换)，即：

$>>IFFT>[>X>>(>k>)>>]>=>>1>N>>\{>FFT>[>>X>*>>>(>K>)>>]>>\}>*>>>s>$

因此通过两次调用共轭子模块来实现调制。由于是采用一个字表示一个复数，高半字和低半字分别表示虚部和实部，因此共轭子模块仅仅是对高半字乘以-1。

FFT子模块采用基4算法，基本公式如下所示：

$>>X>>(>>k>2>>,>>k>1>>,>>k>0>>)>>=>>\Sigma >>>n>0>>=>0>>3>>\{>>\Sigma >>>n>1>>=>0>>3>>[>>\Sigma >>>n>2>>=>0>>3>>x>>(>>n>2>>,>>n>1>>,>>n>0>>)>>>(sup>>W>64>>>4>2>>>n>2>>>k>0>>sup>>)>sup>>W>64>>>(>4>>n>1>>+>>n>0>>)>>>k>0>>sup>>]>>(sup>>W>64>>>4>2>>>n>1>>>k>1>>sup>>)>sup>>W>64>>4>>n>0>>>k>1>>sup>>\}>>(sup>>W>64>>>4>2>>>n>0>>>k>2>>sup>>)>>>s>$

算法实现时将序列分为四组，一次从每组取一个进行蝶形运算，第一级蝶形运算结束之后，将每一组进一步分为四组，同上进行第二级蝶形运算，逐次分解直至每一组中只有四个元素，进行最后一级蝶形运算。由于是以FFT实现IFFT，需要乘一个常系数又因为该FFT算法共需log₄N级运算，因此将分解为log₄N个即将常系数分解到各级运算中。本算法为同址算法，不需要额外的缓冲空间。W事先计算好，FFT运算时通过查表获得。

采用FFT算法输出需进行倒序运算，调整序列顺序，由于是基4的FFT，因此要按四进制倒序输出。通过倒序子模块完成这一操作。

调制模块的流程图如图5所示：

4.D/A变换

通过EMIF并行接口，将已调数据送到DAC7802进行模/数变换，同时为避免符号间干扰，要对已调数据进行处理，加上循环前缀。对于802.16a协议，256个子载波调制后有256个复信号点，将最后的64个复信号点平行搬移到数据头，形成320个复信号点，构成一个OFDM符号。由于这样的OFDM符号的前64个点和最后64个点完全一样，称之为加上了25％的循环前缀。

二、解调方案

宽带无线接入网中正交频分复用解调方法为：将输入数据进行A/D转换5，再进行信号的粗同步和精同步6，然后进行解调7和比特恢复8，最后输出串行比特。

1.A/D变换

ADS5203完成模/数变换，通过EMIF并行接口将数字信号送入DSP进行处理。由于ADS5203为双路10bit精度的模/数变换芯片，因此采用4倍采样(过采样)来保证接收，即在一个OFDM符号持续时间内采样320×4个点，同时将EMIF口的读速率设为与采样率一样，保证数字信号的正确接收。

2.同步

该模块分为粗同步子模块和精同步子模块，通过分步实现同步即保证了同步精度，又有效的降低了运算量。

①粗同步

粗同步和精同步6中，首先设定n＝粗同步起始位置；采用滑动窗法进行互相关运算n＝n+1，然后判断是否相关值＞阈值，若是，则精同步起始位置＝n+192帧头1同步结束，然后中断返回；若相关值不大于阈值，则进行当前DMA是否帧结束的判断；若结束，则进入保护粗同步位置，然后，中断返回；若当前DMA没有帧结束，则返回采用滑动窗法进行互相关运算n＝n+1。

在本方案中，粗同步利用帧头1信号自身的特点，通过接收信号的自相关来实现，该算法运算量较小，但仅能确定帧头的大概位置。算法描述如下：

$>>M>>(>n>)>>=>>\Sigma >>i>=>n>->63>>n>>r>>(>i>)>>\times >>r>*>>>(>i>+>64>)>>->->->->>(>1>)>>>s>$

其中r表示接受序列，M为一判决变量，由(2)可见

M(n)＝M(n-1)+r(n)×r^*(n+64)-r(n-64)×r^*(n)    (2)

由(2)可见，粗同步的捕获可采用滑动窗的办法，这样极大的降低了运算量。程序框图如图8所示。

②精同步

精同步的方法为：先设定利用粗同步步信息做为精同步起始位置，相关值初始为零，找到收端已知数据的起始位置；然后循环互相关运算，再进行i＝当前DMA帧结束，若结束，则记录：①已运算数据位置；②相关值，然后中断返回；若i＝当前DMA帧没有结束，则进行已知数是否结束的判断，若没有结束，则返回循环互相关运算；若已知数据结束，则进行峰值判断，若是峰值，则记录同步位置帧头2同步结束，中断返回；若不是峰值，则进行①相关值更新，②精同步起始位置更新，③指向收端已知数据的起始位置进行下一轮互相关，再返回循环互相关运算。

精同步是在粗同步的基础上，通过互相关来实现的，即接收信号与收端已知的帧头2信号通过互相关运算，找出极值点来准确的定出帧头的位置，并将这一参数传递给解调模块，进行OFDM解调和比特恢复，算法描述如下：

$>>M>>(>n>)>>=>>\Sigma >>i>=>n>>>n>+>255>>>r>>(>i>)>>\times >>k>*>>>(>i>)>>->->->->>(>3>)>>>s>$

[B，k]＝max[M(n)]                                      (4)

其中M(n)为判决变量，(4)式表示找出M(n)的最大值，并将该最大值的序号赋值与k，则k表示帧头2的起始位置，这样完成了符号同步。由(3)式可见，M(n)与M(n+1)之间不存在迭代关系，因此精同步算法运算量较大，所以分两步来实现同步，在粗同步确定大概位置的基础上来进行精同步，这样极大的降低了整个同步算法的运算量。精同步程序框图如图9所示。

3.解调

基于DFT的OFDM在实现上调制和解调具有对称性，即核心的FFT模块收端和发端是通用的。区别在于收端在FFT之前，先利用同步信息将循环前缀去掉。

4.比特恢复

比特恢复的方法为：将子程序调用去掉保护带，再进行子载波是否为导频和零频的判断，若是，则子载波数加1，并返回以上判断；若否，则先进行①实部数据星座图距离判决(I路)，②数据反映射，再进行①虚部数据星座图距离判决(Q路)，②数据反映射，然后，子载波数加1；再进行数据载波是否完成的判断，若完成，则子程序返回；若没完成，则返回子载波是否为导频和零频的判断。

比特恢复子模块完成解调数据的解映射，即将映射在星座图上的点反映射回信息比特，采用最小欧几里德距离判决。程序框图如图10所示。