利用信道功率发射/接收差分时空块码的设备和方法

摘要

一种在使用多个发射天线的无线通信系统中，通过只估计信道功率来发射/接收差分时空块码(STBC)的方法和设备。用于先接收由差分STBC编码的信息符号并对接收的信息符号解码的接收机，在一块持续时间从多个发射天线中采集在接收天线上接收的信号；通过将该接收信号乘以先前块持续时间接收的信号来计算替换信号；估计从多个发射天线到接收天线的信道的信道功率；利用确定为先前接收符号大小的归一化值来归一化所估计的信道功率；以及通过将替换信号除以归一化的信道功率来计算信息符号。

说明书

                        发明领域

本发明总体涉及无线通信系统，特别涉及利用发射天线分集性来处理由于信号衰减而引起的信号降级的发射/接收设备和方法。

                         背景技术

发射分集性(transmit diversity)是设计来减少无线通信系统中衰减的很多有效技术之一。典型的发射分集性技术利用从发射机到接收机信道特征来检测希望的数据符号。但是，因为信道的移动性和变化，不可能正确地检测发射机和接收机之间的信道特征。更进一步，反馈给发射机的信道状态信息却会导致信道容量不希望地减少。因此，对于发射机没有信道信息情况下的发射分集性已作了大量的研究工作。

最近，时空块码(space-time block coding，STBC)已经引起了公众的强烈关注，因为在要求高数据速率时它提供了良好的性能。特别是，Tarokh等人提出了当使用多个天线时，能同时获得良好的编码增益和分集增益的时空格子结构码(参见Vahid Tarokh等人发表在1999年7月IEEE的信息理论分册(IEEE Trans.on Info..Theory)的第45卷第1456到1467页上的“从正交设计的时空块编码(Space time block coding from orthogonal design)”)。这里，分集增益对应于由衰减信道产生的信道增益的减少。

图1是表示利用时空块码(STBC)的传统发射机的方框图。如图1中所示，发射机包括串/并(S/P)转换器10、编码器20和N个发射天线30-1、30-2、...、30-N。

参考图1，S/P转换器10通过将从预定信息源(未示出)接收的符号分组成N个符号来创建一块符号，并将创建的符号块提供给编码器20。编码器20创建具有N个符号的预定数量的组合，并在它们相应时间周期中，通过N个发射天线30-1、30-2、...、30-N发送这些组合。时间周期表示符号的持续时间。

当使用4个发射天线时，从编码器20输出的符号可以表示成以下方程(1)中所示的4*4的编码矩阵。

$>>>g>44>>=>\begin{array}{}>>>>s>1>\; >>>s>2>\; >>>s>3>\; >>>s>4>\; >>>>->>s>2>\; >>>s>1>\; >>->>s>4>\; >>>s>3>\; >>>>->>s>3>\; >>>s>4>\; >>>s>1>\; >>->>s>2>\; >>>>->>s>4>\; >>->>s>3>\; >>>s>2>\; >>>s>1>\; >\end{array}>>.>.>.>>(>1>)>>>s>$

在方程(1)中，s₁、s₂、s₃和s₄是将被发送的数据符号。在每列中的符号发射时间是在各个时间周期发射的，而在每行中的符号是通过各个天线发射的。因为4个时间周期发射一块符号，这4个时间周期被称为“一块持续时间”。编码矩阵的各列是相互正交的，这就简化了编码，并有助于解码和获得最大的分集增益。

图2是表示用于接收从图1所示发射机发射的信号的传统接收机的方框图。如图2所示，接收机包括M个接收天线40-1、40-2、...、40-M，信道估计器50、多信道符号排列器60以及检测器70。

参考图2，信道估计器50估计信道系数，这些信道系数指示从发射天线30-1至30-N到接收天线40-1至40-M的信道增益，并且，多信道符号排列器60收集由接收天线40-1至40-M接收的符号，并将所收集的符号提供给检测器70。检测器70利用将接收信号乘以信道系数而计算的假设符号，并通过最大似然(maximum likehood，ML)解码方法来检测希望的符号。

在接收机中，接收信号x由以下的方程(2)来表示。

$>>>r>i>>=>>\Sigma >i>>>h>i>>>s>>t>,>i>>>+>>w>t>>.>.>.>>(>2>)>>>s>$

在方程(2)中，t是符号持续时间下标(t＝0，1，...)，h_i指示从第i个发射天线到接收机的信道增益，并且假设它是在平衰减(flat fading)下每实数维(per real dimension)具有0.5方差的独立复数高斯(Gaussian)随机变量。另外，s_t，i指示在第t个符号持续时间通过第i个发射天线输出的符号，w_t是在第t个符号持续时间的噪音，并且具有独立零均值复数高斯特征，这种特征的每个复数维具有1/SNR(信噪比)的偏差。

当在发射/接收期间使用的符号是PSK(相移键控法)符号时，这些符号位于星座的单位圆内。这意味着这些符号在振幅上是相同的。于是，发射符号的ML解码等同于在所有可能的符号中找到与所接收信号r和信道增益h的线性组合最接近的符号。

为了解码STBC，要求有信道增益信息。当信道特征变化很快时，很难估计信道增益的正确信息，并且当信道特征没有被正确测量时，STBC的性能相当差。为了能使接收机有效地估计信道特征，发射机必须发射训练序列，并且发射训练序列减少了发射效率。

为了解决以上述问题，已开发出不要求关于信道特征信息的差分STBC(参见H.Jafarkhani和Vahid Tarokh发表在2001年9月IEEE信息理论分册第47卷第2626至2631页的“从一般化的正交设计进行多种发射天线差分检测(Multiple Transmit antenna differential Detection from generalizedorthogonal design)”)。

图3是表示利用差分时空块码(STBC)的传统发射机的方框图。如图3中所示，该发射机包括串/并(S/P)转换器105、乘法器110-1，...，110-K、加法器115、延迟器120、编码器125和K个发射天线130-1，130-2，...，130-K。

参考图3，S/P转换器105并行转换由延迟器120延迟的先前发射的符号块S_v，并输出K个先前的符号S_v，1，...，S_v，K。乘法器110-1到110-K将K个先前的符号分别乘以将被实际发射的信息符号P_v+1，1，...，P_v+1，K，并且，加法器115将乘法器110-1到110-K的输出符号加在一起，并将结果传递给延迟器120，因此能使该结果被乘以下一次信息符号。更进一步，加法器115将所加的结果提供给编码器125。编码器125创建预定数量的乘法器110-1到110-K的输出符号的组合，并在相应的时间周期将该组合通过发射天线130-1，130-2，...，130-K发射。

以下将参考当K＝4的实例来说明发射机的运行。首先，发射机依据编码矩阵发射没有信息的特定符号块S₁＝[s_1，1～s_1，4]。其后，发射机依据编码矩阵以相同的方式发射S_v＝[s_v，1～s_v，4]。当在v+1时刻接收到将被发射的信息符号P_v+1＝(P_v+1，1...P_v+1，4)时，发射符号S_v+1由以下的方程(3)来确定。

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也就是，在v+1时刻将被发射的信息符号被乘以前一时刻v发射的符号块V_K(S_v)的各个符号，然后在被发射之前加起来。这里，信息符号是由BPSK(二进制相移键控法)创建的实数。对于符号块V_K(S_v)，在4个符号持续时间从编码器125输出的符号组合由方程(4)给出。

V₁(S_v)＝(s_v，1，s_v，2，s_v，3，s_v，4)^T

V₂(S_v)＝(s_v，2，-s_v，1，s_v，4，-s_v，3)^T       (4)

V₃(S_v)＝(s_v，3，-s_v，4，-s_v，1，s_v，2)^T

V₄(S_v)＝(s_v，4，s_v，3，-s_v，2，-s_v，1)^T

其中T表示转置矩阵。

图4是表示从图3中所示的发射机接收发射信号的传统接收机的方框图。如图4所示，该接收机包括M个接收天线150-1，150-2，...，150-M、K个延迟器155-1，...，155-K、K个乘法器160-1，...，160-K、符号排列器165和检测器170。

参考图4，延迟器155-1至155-K将先前接收的信号延迟一块持续时间，并将这些延迟的信号输出给乘法器160-1至160-K。符号排列器165向乘法器160-1至160-K提供在一块持续时间内从发射天线130-1至130-K中在接收天线150-1至150-M上接收的信号。乘法器160-1至160-K通过将接收信号乘以先前接收的信号来计算替换信号，并将计算的替换信号提供给检测器170。检测器170依据相应的调制方案来检测带有替换信号的信息序列。

为了说明接收机的运行，如果在方程(1)中所示的接收信号被扩展到多个块持续时间，那么

r_v，t＝h₁s_v，t，1+h₂s_v，t，2+h₃s_v，t，3+h₄s_v，t，4+w_v，t    (5)

在方程(5)中，t是符号持续时间下标，v是块持续时间下标。在利用4个发射天线的STBC情况下，一块持续时间包括4个符号持续时间。另外，w_v，t是在第v块持续时间内第t个符号持续时间中的噪声。当使用4个发射天线和方程(1)的编码矩阵时，方程(5)可以写作为

r_v，1＝h₁s_v，1+h₂s_v，2+h₃s_v，3+h₄s_v，4+w_v，1

r_v，2＝-h₁s_v，2+h₂s_v，1-h₃s_v，4+h₄s_v，3+w_v，2       (6)

r_v，3＝-h₁s_v，3+h₂s_v，4+h₃s_v，1-h₄s_v，2+w_v，3

r_v，4＝-h₁s_v，4-h₂s_v，3+h₃s_v，2+h₄s_v，1+w_v，4

对方程(6)进行排列，可以产生如以下方程(7)的接收信号组合。

$>sup>>R>V>1sup>>=>>(>>r>>v>,>1>>>,>>r>>v>,>2>>>,>>r>>v>,>3>>>,>>r>>v>,>4>>>)>>=>>(>>s>>v>,>1>>>,>>s>>v>,>2>>>,>>s>>v>,>3>>>,>>s>>v>,>4>>>)>>>H>\perp >>+>>(>>w>>v>,>1>>>,>>w>>v>,>2>>>,>>w>>v>,>3>>>,>>w>>v>,>4>>>)>>>s>$

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接收的信号组合Rⁱ_v被用来检测第i个信息符号。这里，H_⊥以矩阵形式表示信道特征，并且由以下的方程(8)来定义。

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在时间v的接收信号和在时间v+1的接收信号的乘积，即替换信号可以由方程(9)确定。

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在方程(9)中，R{·}意味着实部转换，而(·)^H意味着厄密共轭转置。方程(9)代表用于计算第n个信息符号P_v+1，n的替换信号。

依据方程(9)，除信息符号P_v+1，1至P_v+1，4外的所有元素都是实数。并且噪声信息是已知的。在每个信息符号作为一个轴的4维超球体中，如果到信息符号原点的距离是相同的，那么，接收机可以检测信息符号P_v+1，1至P_v+1，4，即使表示信道特征的值h是未知的。

在以上说明的传统发射/接收系统中，即使信道特征是未知的也可以执行解码。但是，使用的符号必须是具有相同大小的实数符号。因此，在差分STBC技术中，发射符号是受限于BPSK符号的。BPSK符号每带宽每秒携带1位信息(1位/hz/秒)。但是，通过将发射符号分组成预定数量的符号，就可能传输PSK调制数据。例如，可以是将4个符号分组成2个符号，然后在每个符号组中携带16PSK的调制数据。当2个符号以这种方式来传输16PSK调制数据时，4个时间周期发射两个16PSK符号。结果，就可能是每带宽每秒携带2位信息(2位/hz/秒)。

如已知的那样，从信噪比(SNR)看，多元(M-ary)QAM(正交幅度调制)比多元PSK更有效。在传统的差分STBC系统中，甚至当携带2位或更多位的信息时必须用PSK。因此，就不能将性能的提高归结于QAM的使用。例如，当使用64PSK来代替64QAM时，SNR降低达到9.95dB，这在无线通信系统中具有重大作用。

                        发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种在发射天线分集系统中利用信道功率对差分时空块码(STBC)解码的方法。

本发明的另一个目的是提供在发射天线分集系统中对信道变化和估计精确性不敏感，并且具有低SNR损失的解码方法。

依据本发明的一个方面，本发明提供一种方法，用于在无线通信系统中通过差分时空块码(STBC)对信息符号进行编码，并通过多个发射分集性的发射天线发射所编码的信息符号。该方法包括步骤：接收一块信息符号；通过将信息符号乘以先前发射的发射符号块来产生归一化符号，然后将乘积结果除以归一化值，该归一化值被确定为先前发射的发射符号大小；将归一化的符号形成多个组合，以在每个时间周期在每个天线上发射一次归一化符号；以及在多个对应符号的持续时间通过发射天线发射该组合。

依据本发明的另一个方面，本发明提供一种方法，用于在无线通信系统中，在发射之前，接收由差分时空块码(STBC)所编码的信息符号，并且对所接收的信息符号进行解码。该方法包括步骤：在一块持续时间，从多个发射天线上收集从接收天线所接收的信号；通过将所接收的信号乘以在先前块持续时间所接收的信号来计算替换信号；估计从多个发射天线到接收天线信道的信道功率；利用确定为先前所接收符号大小的归一化值来归一化所估计的信道功率；以及通过将替换信号除以归一化的信道功率来计算信息符号。

                        附图说明

结合附图，从以下的详细说明，本发明的上述和其它目的、特点和优点将变得更加明显，其中：

图1是表示利用时空块码的传统发射机的方框图。

图2是表示用于从图1所示发射机接收发射信号的传统接收机的方框图。

图3是表示利用差分时空块码的传统发射机的方框图。

图4是表示用于从图3所示的发射机接收发射信号的传统接收机的方框图。

图5是表示依据本发明实施例，利用差分时空块码的发射机的方框图。

图6是表示依据本发明的实施例，用于从图5所示发射机接收发射的信号的接收机的方框图。

图7表示依据本发明实施例，基于估计信道功率的符号数量L的符号错误率(SER)与位能噪比(energy-to-noise，Eb/No)关系曲线。

图8表示传统技术与本发明的在符号错误率(SER)与位能噪比(Eb/No)的关系曲线上的比较。

                        具体实施方式

下面将参考附图对本发明的优选实施例进行详细说明。在以下的说明中，为简明起见，省略了对其中包含的已知功能和结构的详细描述。这里定义了一些使用的术语，考虑到了这些术语在本发明中的功能，并且可以根据用户的意愿和通常的使用来改变。因此，应该根据说明书的整个内容来下定义。

本发明提供一种在发射分集性系统中用于对不要求训练序列的部分相干的时空块码(STBC)进行解码的方法，该方法对信道的变化具有鲁棒性，并且在对差分时空块码(STBC)解码时仅利用估计的信道功率，从而具有低的SNR。本发明可以发射在多维超球体上距原点有不同距离的符号。

图5是表示依据本发明实施例使用差分时空块码的发射机的方框图。如图5所示，发射机包括串/并(S/P)转换器205、乘法器210-1，...，210-K、加法器215、延迟器220、归一化器225、编码器230以及K个发射天线235-1，235-2，...，235-K。

参考图5，S/P转换器205并行转换由延迟器220延迟的先前发射的符号块S_V，并输出先前的符号S_V，1，...，S_V，K。乘法器210-1至210-K将K个先前的符号分别乘以将实际发射的信息符号P_v+1，1，...，P_v+1，K，加法器215将乘法器210-1至210-K的输出加起来，并将所得结果传递给延迟器220，以将加得的结果乘以下一次的信息符号。更进一步，加法器215将该结果提供给归一化器225。这里，当信息符号被分组成预定数量的符号以发射PSK或QAM调制数据时才使用加法器215，即加法器215是可选的。

归一化器225将加得的符号乘以确定为先前符号块大小的倒数1/|S_v|，编码器230依据预定的发射编码矩阵对归一化器225的输出创建预定数量的组合，并且在相应时间周期中，通过发射天线235-1，235-2，...，235-K来发射这些组合。

下面将参考使用4个发射天线和编码矩阵方程(1)的示例，对发射机的运行进行详细说明。首先，发射机依据编码矩阵发射没有信息的特定符号块S₁＝[s_1，1～s_1，4]。当接收到在时刻v+1发射的信息符号P_v+1＝(P_v+1，1...P_v+1，4)时，通过下面的方程(10)来确定发射符号S_v+1。

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也就是，信息符号被乘上了在前一时刻发射的符号块V_k(S_v)，然后，被归一化之后再发射。这里，通过方程(11)来确定在第v块持续时间的第k个符号持续时间发射的符号块V_k(S_v)。

V₁(S_v)＝(s_v，1，s_v，2，s_v，3，s_v，4)^T

V₂(S_v)＝(s_v，2，-s_v，1，s_v，4，-s_v，3)^T            (11)

V₃(S_v)＝(s_v，3，-s_v，4，-s_v，1，s_v，2)^T

V₄(S_v)＝(s_v，4，s_v，3，-s_v，2，-s_v，1)^T

在发射机中用前一符号块大小|S_v|来归一化发射符号块就防止了由发射符号功率变化而引起接收机中检测性能的下降。

图6是表示依据本发明实施例接收从图5中所示发射机发射的信号的接收机的方框图。如图6所示，接收机包括M个接收天线305-1，305-2，...，305-M、延迟器310-1，...，310-K、乘法器315-1，...，315-K、符号排列器320、除法器325-1，...，325-K、功率估计器330、归一化器335以及检测器340。

参考图6，延迟器310-1，...，310-K延迟先前块持续时间所接收的信号，并将延迟后的信号输出给乘法器315-1，...，315-K。符号排列器320向乘法器315-1至315-K提供在一块持续时间内从发射天线235-1至235-K中在接收天线305-1至305-M上接收的信号。这里，一块持续时间包括K个符号持续时间。乘法器315-1至315-K通过将这些接收信号乘以先前所接收的信号来计算替换信号。

功率估计器330利用所接收的信号来计算信道的总功率，而不计算表示从K个发射天线235-1至235-K到接收天线305-1至305-M的信道特征的信道增益。然后归一化器335将信道功率乘以确定为先前接收功率大小的归一化值，除法器325-1至325-K通过将替换信号除以归一化的信道功率来检测信息符号。检测器340依据相应的调制方案来检测带有检测信息信号的信息序列。

如前所述，通过从带有估计的信道功率的接收信号中消除由信道特征引起的影响，甚至当信息符号具有不同大小时，接收机也能可靠地解码。实际上，从发射天线到接收机的信道功率可以由方程(12)来表示。

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在方程(12)中，h_k表示从第k个发射天线到接收机的信道增益。因为h_k是独立的复数高斯随机变量，信道功率遵从χ(chi-square)分布，其自由度是2K。于是，信道估计器330依据方程(13)，通过接收信号的自相关值就可以计算信道功率的估计值。

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如上所述，因为v是块持续时间下标，而i是发射天线下标，r_v+1，i是在第v+1块持续时间所接收的第i个信号。相似地，h_i是来自第i个发射天线信道增益，σ²_w是噪声方差。

在另一种情况下，根据经验的自相关值，可利用方程(14)来计算信道功率。

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在方程(14)中，L表示用来估计信道功率的符号数量，即表示符号持续时间的长度。进一步，不同于方程(13)，方程(14)利用预定符号持续时间而不是一块中接收的信号更精确地估计信道功率。

利用在时刻v的接收信号和在时刻v+1的接收信号计算在时刻v+1的信息符号P_v+1，1至P_v+1，4。更具体地说，接收信号表示成上述方程(6)，而接收信号的组合是由符号排列器320依据方程(7)并利用接收信号而创建的。如上所述，噪声信息是已知的。

为了检测信息符号，乘法器315-1至315-K将从延迟器310-1至310-K提供的先前接收信号乘以从符号排列器320来的当前接收信号来计算替换信号。替换信号可表示成方程(15)。

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在方程(15)中，R{·}表示实部转换，而(·)H表示厄密共轭转置。方程(15)表示计算第n个信息符号P_v+1，n的替换信号。

平方根项是用于处理信道变量的归一化值，并且是利用先前接收信号的自相关值和信道功率的估计值，或利用先前接收信号本身来计算的。先前接收信号的自相关值被定义在方程(16)中。

$>>R>\{sup>>R>v>nsup>sup>>R>v>nHsup>>\}>=>>(over>>\Sigma >>i>=>1>>4over>>>>|>>h>i>>|>>2>>)>>>(over>>\Sigma >>i>=>1>>4over>>>>|>>s>>v>,>i>>>|>>2>>)>>+>R>\{>>W>n>>\}>.>.>.>>(>16>)>>>s>$

也就是通过将方程(16)除以信道功率然后取平方根来计算归一化值。于是，归一化器335通过将信道功率乘以归一化值来输出归一化信道功率，而除法器325-1至325-K通过将由方程(15)表示的乘法器315-1至315-K的输出除以归一化信道功率来输出信息符号P_v+1，i。检测器340依据相应的调制方案恢复带有信息符号的信息序列。

本发明很容易检测信息符号，甚至当信息符号距原点具有不同的距离时也是如此。例如，当2个QAM调制数据符号被发射到P₁至P₄时，检测器340包括2个QAM解调器，并且使用2个QAM调制数据符号恢复信息序列。当按这种方式使用QAM时，与使用PSK时相比可以使SNR损失最小，并且用于解码信息符号的接收机在结构上简单，可使用各种调制方案。

图7表示依据本发明实施例，基于估计信道功率的符号数量L的符号错误率(SER)与位能噪比(Eb/No)关系曲线。参考数字410表示在已知精确信道功率的理想情况的性能。参考数字420至450表示当L分别是100、50、25和10时利用估计的信道功率所确定的性能。如图7所示，注意到当L是足够长情况的性能与理想情况的性能不同。

为了依据本发明来分析性能，将常规情况(在此之后称为“第一种情况”)和本发明所建议情况(在此之后称为“第二种情况”)作以比较，第一种情况是对于4个信息符号，对信息符号P₁和P₂分组以发射一个16PSK调制符号，而对信息符号P₃和P₄分组以发射一个16PSK，第二种情况是依据本发明发射16QAM的调制数据。这里，为了保证比较的公正，当依据本发明来估计信道功率时，使用了不使用训练序列的方程(14)。

图8表示关于符号错误率(SER)与位能噪(Eb/No)方面，第一种情况和第二种情况之间的比较。参考数字560表示当精确的信道功率未知时，依据本发明对16QAM调制数据解码情况的性能。参考数字550表示利用估计的信道功率来对16QAM调制数据解码情况的性能。参考数字540表示利用传统的差分STBC对16PSK调制数据解码情况的性能。参考数字530表示利用精确的信道功率对64QAM调制数据解码情况的性能。参考数字520表示利用估计的信道功率对64QAM调制数据解码情况的性能。参考数字510表示利用传统的差分STBC对64PSK调制数据解码情况的性能。

如图8所示，在相同的符号错误率(SER)下本发明可以获得6.2dB的功率增益，这就意味着实现相同的符号错误率而将功率减少6.2dB是可能的。也就是说，由信道功率的估计引起的性能降低是可以忽略的。

当与现有技术比较时本发明具有很多优点。也就是，本发明可以获得SNR增益，因为本发明能使发射和接收对快速衰减具有鲁棒性，不要求用于信道估计的训练序列，并且可以发射距原点有不同距离的调制符号。

尽管参考本发明的特定优选实施例对本发明进行了表示和说明，但本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明所附权利要求书定义的精神和范围内，可以对本发明作出各种形式和细节上的改变。