驱动电动机的逆变器控制器和使用逆变器控制器的空调器

摘要

通过使用小容量电抗器和小容量电容器能够实现用于驱动电动机的小型、轻便和低成本的逆变器控制器，即使当逆变器直流电压大幅波动和驱动电动机困难或者不可能时，通过操作逆变器使得通过电动机电压命令校正器施加到电动机的电压可以保持恒定，从而保持电动机的驱动。

说明书

技术领域

本发明涉及使用小容量电抗器和小容量电容器的用于驱动电动机的逆变器控制器，还涉及将这种逆变器控制器用作为逆变器设备的空调器。

背景技术

作为在通用逆变器等中使用的用于驱动感应电动机的一般逆变器控制器，例如，在非专利文献1中公开公知了图11所示用于驱动感应电动机的V/F控制类型的逆变器控制器(例如，参见“逆变器驱动手册”的661～711页，驱动手册编辑委员会编，1995年第一版，日刊工业新闻社发行)。

参考图11，主电路包括：直流电源设备113、逆变器3和感应电动机4。直流电源设备113包括：交流电源1、整流器2、存储用于逆变器3直流电压源之电能量的平滑电容器112、以及用于改善交流电源1的功率因数的电抗器111。

同时，控制电路包括：V/F控制模式部分13、电动机电压命令发生器14和PWM控制器18。V/F控制模式部分13被提供用于基于从外部提供的感应电动机4的速度命令ω^*来决定在感应电动机4上施加的电动机电压值。电动机电压命令发生器14被提供用于基于由V/F控制模式部分13决定的电动机电压值来产生感应电动机4的电动机电压命令值。PWM控制器18被提供用于基于由电动机电压命令发生器14产生的电动机电压命令值来产生逆变器3的PWM信号。

图12表示出由V/F控制模式部分13产生的一般V/F控制模式的例子。如图12所示，其构成为使得施加到感应电动机4的电动机电压值被明确地确定为与速度命令ω^*相关。通常，速度命令ω^*和电动机电压值作为表值存储在诸如微型计算机的计算装置的存储器中，并且对不包括在表值中的其它速度命令ω^*，通过从表值进行线性插值来提供电动机电压值。

这里，当交流电源1是220V(交流电源频率为50Hz)、逆变器3的输入是1.5kW、平滑电容器112是1500μF时，图13示出了在用于改善功率因数的电抗器111是5mH和20mH时交流电源电流的谐波成分和交流电源频率的阶数(order)之间的关系。

图13表示了与IEC(国际电工委员会)标准的关系，从中可见，当用于改善功率因数的电抗器111是5mH时，第三次谐波成分特别大地超过IEC标准的规定。同时，在20mH的情况下，直到第40次谐波成分为止其都满足该IEC标准。

因此，有必要采取措施以进一步增加用于改善功率因数的电抗器111的电感值，以便在特别高的负荷时通过(clear)IEC标准，但这样会引起逆变器尺寸和重量的增加，使成本升高。

因此，例如在专利文献1(日本专利未审公开出版物H9-266674)中提出了图14所示的直流电源设备。参考图14，直流电源设备改进为抑制用于改善功率因数的电抗器111之电感值的增加，同时降低电源谐波分量和提高功率因数。

图14中，将交流电源1的交流电源电压施加到由桥接二极管D1～D4构成的全波整流器的交流输入端子上，其输出通过电抗器Lin而给中间电容器C充电，该中间电容器C的电荷被放电到平滑电容器CD，并且直流电压被提供给负载阻抗RL。这种结构中，在将负载侧的电抗器Lin连接到中间电容器C的正负直流电流通路上连接了晶体管Q1，该晶体管Q1由基极驱动电路G1驱动。

另外，还提供了将脉冲电压施加到基极驱动电路G1的脉冲发生电路I1和I2以及假负载(dummy)阻抗Rdm。每一个脉冲发生电路I1和12包括用于检测交流电源电压过零点的电路，和到交流电源电压的瞬时值变成等于中间电容器C两端电压为止在检测到过零点之后、用于将脉冲电流施加到假负载阻抗Rdm的脉冲电流电路。

这里，脉冲发生电路I1在交流电源电压半个周期的前半部分产生脉冲电压，脉冲发生电路I2在交流电源电压半个周期的后半部分产生脉冲电压。

另外，当电流因晶体管Q1导通而被强制流入电抗器Lin时，用于防止回流的二极管D5被连接成使得中间电容器C上的电荷不通过晶体管Q1放电，并且用于防止回流的二极管D6和用于提高平滑效果的电抗器Ldc被串联连接在其中中间电容器C的电荷被放电到平滑电容器CD的通路上。

在上述构成中，晶体管Q1在其中交流电源电压瞬时值不超过中间电容器C两端电压的部分或者全部相位区间上导通，因此在不使设备做大的情况下，减少了谐波分量和获得了高的功率因数。

专利文献1描述了在1500μF和6.2mH情况下的模拟结果，但是，在如该专利文献1所公开的上述传统结构中，仍然安装了具有大容量的平滑电容器CD和电抗器Lin，以及还安装了中间电容器C、晶体管Q1、基极驱动电路G1、脉冲发生电路I1和I2、有效阻抗Rdm、用于防止回流的二极管D5和D6、以及用于增强平滑效果的电抗器Ldc。因此，由于部件数量增加而使设备尺寸变大和成本上升。

发明内容

发明内容本发明致力于解决上述传统的问题，根本目的是提供尺寸小、重量轻和低成本的用于驱动电动机的逆变器控制器。

为了实现上述目的，本发明提供了一种用于驱动电动机的逆变器控制器，其包括：交流电源，用于提供交流功率；由二极管桥路形成的整流器，用于整流要被变换成直流电的交流电；具有预定小容量的被连接到整流器的电抗器，该电抗器用于改善交流电源的功率因数；将直流电变为交流电的逆变器，用于驱动电动机；和具有预定小容量的电容器，该电容器连接在逆变器直流总线之间，以从电动机吸收再生能量。

逆变器控制器还包括：电动机电压命令发生器，该电动机电压命令发生器基于从外部所提供的电动机的速度命令值来产生电动机的电动机电压命令值；PN电压检测器，该PN电压检测器检测逆变器的直流电压值；PN电压校正器，该PN电压校正器计算由PN电压检测器获得的逆变器的直流电压检测值对逆变器的预定直流电压基准值的比率，并由此产生PN电压校正系数；和电动机电压命令校正器，该电动机电压命令校正器产生电动机的电动机电压命令校正值。

优选地，电动机电压命令校正器通过将由电动机电压命令发生器获得的电动机电压命令值与由PN电压校正器产生的PN电压校正系数相乘、而获得电动机的电动机电压命令校正值。

采用这种构成，能够通过使用小容量电抗器和小容量电容器实现小型、轻便和低成本的用于驱动电动机的逆变器控制器。结果，即使在因逆变器直流电压大幅波动而使驱动电动机困难或者不可能时，通过操作逆变器使得电动机上所施加的电压可以处于几乎恒定、而能够维持电动机的驱动。

优选地，PN电压校正器通过将直流电压基准值除以直流电压检测值来提供PN电压校正系数，并且在直流电压检测值为零或小于零时，将预定的PN电压校正系数的最大值设定为PN电压校正系数。

采用这种结构，即使在逆变器直流电压大幅波动成为零或者小于零时，也能够维持电动机的驱动。

进一步优选地，由PN电压校正器产生的PN电压校正系数至少具有预定的上限值或者预定的下限值。

采用这种结构，即使在逆变器直流电压大幅波动时，也能维持电动机的驱动，由于提供了预定的上限值或者下限值，能够阻止交流电源电流的波动，能够改善交流电源的功率因数，并能够抑制交流电源电流的谐波分量。

进一步优选地，PN电压校正器在直流电压检测值大于直流电压基准值时，使PN电压校正系数正比于直流电压检测值增加。

采用这种结构，即使在逆变器直流电压大幅波动时，也能维持电动机的驱动，并且在逆变器直流电压比直流电压基准值大时，通过增加PN电压校正系数，能够提高电动机的输出扭矩。

进一步优选地，逆变器工作频率避免经常被固定在其中逆变器工作频率是交流电源频率偶数倍的谐振频率上、以及具有在共振频率周围的预定频率宽度的范围内。

采用这种结构，通过避免逆变器频率和交流电源频率之间的共振现象，能够防止电动机的不稳定工作，并能够实现稳定驱动。

进一步优选地，决定小容量电抗器和小容量电容器的组合，使得在小容量电抗器和小容量电容器之间的共振频率被做成大于40倍的交流电源频率。

采用这种结构，能够抑制交流电源电流的谐波成分和能够满足IEC标准。

进一步优选地，决定小容量电容器的电容，使得在逆变器停止时增加的直流电压值的最大值被做成小于电容器的耐压。

采用这种结构，通过决定小容量电容器的电容，使得逆变器直流电压值的最大值可以小于每个驱动元件的耐压，能够防止周围电路被破坏。

进一步优选地，决定逆变器的载波频率使得满足预定的交流电源的功率因数值。

采用这种结构，通过将载波频率设置在需要的最小值，能够满足预定的交流电源功率因数值，并能够将逆变器损失抑制到需要的最小值。

附图说明

通过下面结合优选实施例和参考附图的详细说明，本发明的目的和特征将容易被理解，附图中相同的部件被指定了相同的附图标记，其中：

图1是表示根据本发明第一实施例的用于驱动感应电动机的逆变器控制器系统结构的方框图。

图2是用于解释根据本发明第一实施例PN电压校正器之功能的曲线图。

图3是用于解释根据本发明第二实施例PN电压校正器之功能的曲线图。

图4是用于解释根据本发明第三实施例PN电压校正器之功能的曲线图。

图5是表示根据本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的第一工作结果的曲线图。

图6是表示根据本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的第二工作结果的曲线图。

图7是表示根据本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的第三工作结果的曲线图。

图8是表示根据本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的第四工作结果的曲线图。

图9是表示根据本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的第五工作结果的曲线图。

图10是表示根据本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的第六工作结果的曲线图。

图11是用于驱动感应电动机的一般逆变器控制器的系统结构方框图。

图12是表示一般V/F控制模式的一个例子的曲线图。

图13是表示在图11所示逆变器控制器中的交流电源电流的谐波成分和交流电源频率的阶数之间关系的示意图。

图14是表示传统直流电源设备的电路图。

具体实施方式

下面，参考附图说明本发明的实施例。要说明的是，尽管下述的说明是对涉及用于驱动感应电动机的逆变器控制器进行的，但本发明不局限于此，而是能够适用于用于驱动任何类型电动机的逆变器控制器。

实施例1

图1表示根据本发明第一实施例的用于驱动感应电动机的逆变器控制器的系统结构。参考图1，该系统结构的主电路包括交流电源1、用于将交流电变换成直流电的二极管桥路2、小容量电抗器11、小容量电容器12、用于将直流电变换成交流电的逆变器3、以及利用由逆变器3变换的交流电驱动的感应电动机4。

同时，控制电路包括V/F控制模式部分13、电动机电压命令发生器14、PN电压检测器15、PN电压校正器16、电动机电压命令校正器17和PWM控制器18。V/F控制模式部分13基于从外部提供的感应电动机4的速度命令ω^*来确定在感应电动机4上施加的电动机电压值。电动机电压命令发生器14基于由V/F控制模式部分13决定的电动机电压值来产生感应电动机4的电动机电压命令值。PN电压检测器15检测逆变器3的直流电压值。PN电压校正器16提供由PN电压检测器15获得的逆变器3的直流电压检测值对逆变器3的预定直流电压基准值的比率。电动机电压命令校正器17通过将由电动机电压发生器14获得的电动机电压命令值和为PN电压校正器16之输出值的PN电压校正系数相乘、来完成电动机电压命令值的电压校正、并且产生用于感应电动机4的电动机电压命令校正值。PWM控制器18基于由电动机电压命令校正器17产生的电动机电压命令校正值来产生被施加到逆变器3的PWM信号。由于V/F控制模式部分13在参考图11的现有技术中进行了说明，这里省略其说明。

下面将说明用于驱动感应电动机的逆变器控制器的具体方法和操作过程。

电动机电压命令值v_u^*、v_v^*和v_w^*通过由式(1)表达的算式由电动机电压命令发生器14产生。

【式1】

这里，Vm是由V/F控制模式决定的电动机电压值，θ1是通过按式(2)的表达对速度命令ω^*进行时间积分得到的。

【式2】

θ₁＝∫ω^*dt       …………………………………(2)

图2表示用于解释根据本发明第一实施例PN电压校正器16之功能的曲线，其中，使用逆变器3的预定的直流电压基准值V_pn0和由PN电压检测器15获得的逆变器3的直流电压检测值v_pn，按式(3)表达的，在PN电压校正器中提供了PN电压校正系数k_pn。

【式3】

$>>>k>pn>>=>>>V>>pn>0>>>>>v>pn>>+>>\delta >0>>>>·>·>·>·>·>·>·>>(>3>)>>>s>$

这里，由于本发明使用小容量电容器，因此存在直流电压检测值v_pn变为零的情况，使得必需设置最小项δ0以便防止零除。

代替式(3)中最小项δ0，通过将PN电压校正系数的预定最大值设定为当直流电压检测值v_pn为零或小于零时的PN电压校正系数k_pn，能够防止零除。

换言之，PN电压校正系数k_pn可以被提供为式(4)所表达的。

【式4】

这里，k_pn-max是PN电压校正系数的预定最大值。

在电动机电压命令校正器17中，使用电动机电压命令值v_u^*、v_v^*、v_w^*和PN电压校正系数k_pn获得按照公式(5)表达的电动机电压命令校正值v_uh^*、v_vh^*、v_wh^*。

【式5】

如上述，在根据本实施例的逆变器控制器中，由于每一个相位电压命令值是使用PN电压校正系数校正的，因此即使当PN电压波动时也能够施加几乎恒定的电动机电压。因此，不需要大容量电容器，并因此能够使用小容量的电容器。通过使用这种小容量电容器，输入电流能够总是被施加到电动机上和能够增加输入电流的功率因数，使得电抗器在尺寸上能够减小。因此，通过使用小容量电抗器和小容量电容器，能够获得小型、轻便和低成本的用于驱动感应电动机的逆变器控制器。结果，即使当因为逆变器直流电压大幅波动使得驱动感应电动机困难或者不可能时，通过操作逆变器使得施加到感应电动机的电压保持几乎恒定，从而能够维持感应电动机的驱动。

另外，要说明的是，本发明不局限于使用在上述实施例中描述的V/F控制的用于驱动感应电动机的逆变器控制器，其也能够应用于使用公知向量控制的用于驱动感应电动机的逆变器控制器。

而且，本发明能够被应用于其中不能使用诸如脉冲发生器等速度传感器的空调器中的压缩机驱动电动机或者其中能够安装速度传感器的伺服驱动中。

实施例2

图3表示用于解释根据本发明第二实施例PN电压校正器16之功能的曲线。参考图3，PN电压校正系数k_pn具有预定的上限值k_pn1和下限值k_pn2，其由式(6)表示。

【式6】

这里，V_pn1和V_pn2分别是在PN电压校正系数的为上限值k_pn1和下限值k_pn2时的直流电压值检测值。

要说明的是，PN电压校正系数k_pn不总是具有如图3所示的上限值k_pn1和下限值k_pn2，根据工作条件其可以仅仅具有其中的一个。

在用于驱动感应电动机的传统逆变器控制器中，该逆变器控制器包括使用公开在专利文献1公开的直流电源设备的、用于驱动感应电动机的逆变器控制器，在使用具有诸如1000μF或更大的大电容量的电解电容器中所存储的电能的条件之下，感应电动机在工作范围内的负载条件下能够保持驱动。但是，根据本发明，由于使用小容量电抗器和小容量电容器、而且小容量电容器上存储的电能小，即使在电能不足时，为了维持感应电动机的驱动，不得不一起使用小容量电抗器的磁能。因此，在感应电动机的驱动特性和交流电源的电气特性之间就有一种平衡(trade-off)关系。

因此，在感应电动机的极限负载容许量具有剩余时，通过抑制过度的电压校正能够改善交流电源的电气特性。

这里，图5和图6表示在操作根据本发明的用于驱动感应电动机的逆变器控制器时的结果。图5表示PN电压校正系数k_pn既没有设置上限值又没有设置下限值时的结果，图6是PN电压校正系数k_pn中设置了上限值k_pn1和下限值k_pn2两者时的结果。在图5和图6的电抗器电流波形(每个都表示流过二极管桥路后的电流)之间进行比较，可见其效果是显然的。

在本例中，小容量电抗器的电感值是2mH，小容量电容器的电容是25μF，交流电源是220V(50Hz)，逆变器工作频率是57Hz(由于电动机极性的数目在这种情况下是2，因此逆变器工作频率等于电动机速度命令值)，逆变器载波频率是5kHz。

如上述，由于PN电压校正系数k_pn至少具有预定上限值k_pn1和下限值k_pn2的一个，因此能够防止交流电源电流的波动，改善交流电源功率因数，并能够抑制交流电源电流的谐波成分。

(实施例3)

图4表示用于解释根据本发明第三实施例所述PN电压校正器16之功能的曲线。参考图4，在直流电压检测值v_pn大于直流电压基准值V_pn0时，PN电压校正系数k_pn正比于直流电压检测值v_pn增加，其由式(7)表示。

【式7】

这里，δ0是用于防止零除的最小项，其中用于提供PN电压校正系数k_pn的计算变换宽限期(grace)被设置成、使得在直流电压检测值v_pn处于v_pn0到v_pn3范围内的区域中时、PN电压校正系数k_pn可以不急剧变化，并且当PN电压校正系数k_pn在直流电压检测值v_pn超过V_pn4的区域中被增加时、设置上限值k_pn4。

但是，变换宽限期或者上限值k_pn4不必总是要求设置，其可以根据工作条件不设置。

在这种操作中，一般知道，感应电动机的输出扭矩正比于施加到电动机电压的2次方(例如参考前述的非专利文献1第33页)。在感应电动机的极限负载容许量不足够时，施加到电动机的电压通过在直流电压检测值k_pn大于直流电压基准值V_pn0的区域上进行进一步电压校正而被增加，使得感应电动机能够被保持驱动。

如上所述，在直流电压检测值v_pn大于直流电压基准值V_pn0的情况下，通过增加PN电压校正系数k_pn，能够改善感应电动机的输出扭矩。

实施例4

下面，说明涉及根据本发明所述逆变器工作频率设置的具体方法。

由于在本发明的用于驱动感应电动机的逆变器控制器中使用了小容量电容器，逆变器直流电压以交流电源频率fs的2倍频率进行大的波动，如图5或者图6所示。

因此，当逆变器工作频率fl变成交流电源频率fs偶数倍时，与逆变器直流电压发生波动时的频率(2倍于交流电源频率的频率)同步而产生共振现象。

图7表示当用于驱动本发明的实施例所述感应电动机的逆变器控制器操作时的结果，其表示当逆变器工作频率f1变成交流电源频率fs的2倍时的操作结果。在该操作中，共振现象是与逆变器直流电压发生波动时的频率同步而产生的，并且显然，负的直流成分被叠加在图7的电动机电流中。

因此，在感应电动机上产生制动扭矩，并且产生使得输出扭矩减少和电动机损失增加的负面效果。

本例中，小容量电抗器的电感值是0.5mH，小容量电容器的电容是10μF，交流电源是220V(50Hz)，逆变器工作频率是100Hz(由于电动机极性的数目在该情况下是2，因此逆变器工作频率等于电动机速度命令值)，逆变器载波频率是5kHz。

因此，在逆变器工作频率f1的设定中，必须防止逆变器工作频率f1被经常固定到公式(8)所示的情况。

【式8】

f₁＝2nf_s±Δf                                    (8)

这里，n是整数，Δf是预定的频率宽度，频率宽度Δf被设置成使得上述共振现象的影响可以根本上被减少。  

当逆变器工作频率f1超过由式(8)获得的共振频率时，逆变器工作频率f1在加速或者减速的过程中被立即改变，以便逆变器工作频率f1避免被固定在共振频率上。

这里要说明的是，频率宽度Δf不总是要求必需设置，根据工作条件(诸如轻负载状态)可不设置(即在该情况下，其可以被设置成Δf＝0)。

因此，通过避免在逆变器频率和交流电源频率之间的共振现象，防止了感应电动机的不稳定工作，使得能够实现稳定的驱动。

实施例5

下面说明根据本发明涉及小容量电容器和小容量电抗器之规格确定的具体方法。

根据本发明的用于驱动感应电动机的逆变器控制器，为了通过抑制交流电源电流的谐波成分来满足IEC标准，确定小容量电容器和小容量电抗器的组合使得小容量电容器和小容量电抗器之间的共振频率f_LC(即LC共振频率)可以大于40倍的交流电源频率fs。

这里，当假设小容量电容器的电容是C[F]和小容量电抗器的电感是L[H]时，则LC共振频率f_LC由式(9)表示。

【式9】

$>>>f>LC>>=>>1>>2>\pi >>LC>>>>·>·>·>·>·>>(>9>)>>>s>$

即，确定小容量电容器和小容量电抗器之间的组合使得满足不等式f_LC＞40fs(因为在IEC标准中交流电源电流的谐波成分被定义直到第40次谐波分量)。

如上所述，通过决定小容量电容器和小容量电抗器之间的组合，防止了交流电源电流的谐波成分，使得能够满足IEC标准。

下面，说明小容量电容器之电容的确定。在逆变器停止时，小容量电容器吸收感应电动机的再生能量和增大逆变器的直流电压。然后，确定小容量电容器的电容使得直流电压的最大值大于元件的耐压。这里，感应电动机的再生能量是在刚刚停止之前感应电动机的电感元件中存储的磁能。

根据上述构成，通过确定小容量电容器的电容使得逆变器直流电压的最大值可以小于每个驱动元件的耐压，能够防止周围电路被损坏。

另外，小容量电抗器的电感值能够通过上述方法自动确定。

实施例6

以下说明设置逆变器载波频率的具体方法。

根据本发明的用于驱动感应电动机的逆变器控制器，由于小容量电容器上存储的电能小，如实施例2中说明的，当电能不足时，为了维持感应电动机的驱动，不得不一起使用小容量电抗器的磁能。因此，电抗器的电流波形受到逆变器载波频率的巨大影响。这里，电抗器电流波形是通过二极管桥之后的电流，并且几乎等于交流电源电流绝对值的电流。

因此，在本发明用于驱动感应电动机的逆变器控制器中，逆变器的载波频率被设置成满足预定的交流电源功率因数值。

图8到图10表示当操作本发明的用于驱动感应电动机的逆变器控制器时的结果。图8、9和10表示当载波频率分别是3.3kHz、5kHz和7.5kHz时的操作结果。当比较电抗器电流波形时，发现电抗器电流(或者交流电源电流)极大地依赖于载波频率。

各个交流电源功率因数值通过数字功率仪测量，其测量结果是：当载波频率是图8中的3.3kHz时为0.878，当载波频率是图9中的5kHz时为0.956，和当载波频率是图10中的7.5kHz时为0.962。

在这种情况下，小容量电抗器的电感值是0.5mH，小容量电容器的电容是10μF，交流电源是220V(50Hz)，逆变器工作频率是57Hz(由于电动机极性的数目在该情况下是2，因此逆变器工作频率等于电动机速度命令值)，交流电源的输入功率是900W。

这里，当预定的交流电源功率因数是0.9时，例如，载波频率可以被设置在3.3kHz到5kHz的范围内，并且在预定的交流电源功率因数值(即该例中为0.9)被最终满足的同时将载波频率设置成为最低。

如上所述，通过将载波频率设置在所需的最小值，能够满足预定的交流电源功率因数值，并且逆变器损失能够被抑制到需要的最小值。

要说明的是，尽管在上述实施例中说明了感应电动机，但本发明能够应用于其它类型的电动机。

从上述说明可知，根据本发明，用于驱动电动机的逆变器控制器包括：交流电源，用于提供交流功率；由二极管桥形成的整流器，用于整流要被变换成直流电的交流电；具有预定小容量的被连接到整流器的电抗器，用于改善交流电源的功率因数；将直流电变为交流电的逆变器，用于驱动电动机；和具有预定小容量的电容器，该电容器连接在逆变器直流总线之间，以从电动机吸收再生能量。逆变器控制器还包括：电动机电压命令发生器，其基于从外部所施加的电动机的速度命令值来产生电动机的电动机电压命令值；PN电压检测器，其检测逆变器的直流电压值；PN电压校正器，其计算由PN电压检测器获得的逆变器的直流电压检测值对逆变器的预定直流电压基准值的比率，并由此产生PN电压校正系数；和电动机电压命令校正器，其产生电动机的电动机电压命令校正值。

优选地，电动机电压命令校正器通过将由电动机电压命令发生器获得的电动机电压命令值与由PN电压校正器产生的PN电压校正系数相乘而获得电动机的电动机电压命令校正值。

采用这种结构，小型、轻便和低成本的用于驱动电动机的逆变器控制器能够通过使用小容量电抗器和小容量电容器实现。结果，即使在因逆变器直流电压大幅波动而使驱动电动机困难或者不可能时，通过操作逆变器使得电动机上所施加的电压可以处于几乎恒定而能够维持电动机的驱动。

另外，根据本发明，优选地，PN电压校正器通过将直流电压基准值除以直流电压检测值来提供PN电压校正系数，并且将预定的PN电压校正系数的最大值设定为在直流电压检测值为零或小于零时的PN电压校正系数。

采用这种结构，即使在逆变器直流电压大幅波动成为零或者小于零时也能够维持电动机的驱动。

另外，由PN电压校正器产生的PN电压校正系数至少具有预定的上限值或者预定的下限值。

采用这种结构，即使在逆变器直流电压大幅波动时也能维持电动机的驱动，由于提供了预定的上限值或者下限值，能够阻止交流电源电流的波动，能够改善交流电源的功率因数，并能够抑制交流电源电流的谐波分量。

另外，PN电压校正器在直流电压检测值大于直流电压基准值时，使PN电压校正系数与直流电压检测值成比例地增加。

采用这种结构，即使在逆变器直流电压大幅波动时也能维持电动机的驱动，并且在逆变器直流电压比直流电压基准值大时，通过增加PN电压校正系数，能够提高电动机的输出扭矩。

另外，逆变器工作频率避免经常被固定在其中逆变器工作频率是交流电源频率偶数倍的谐振频率上和在具有以共振频率为中心的预定频率宽度的范围内。

采用这种结构，通过避免逆变器频率和交流电源频率之间的共振现象，能够防止电动机的不稳定工作，并能够实现稳定驱动。

另外，决定小容量电抗器和小容量电容器的组合，使得在小容量电抗器和小容量电容器之间的共振频率被做成大于40倍的交流电源频率。

采用这种结构，能够抑制交流电源电流的谐波成分和能够满足IEC标准。

另外，决定小容量电容器的电容，使得在逆变器停止时增加的直流电压值的最大值被做成小于电容器的耐压。

采用这种结构，通过决定小容量电容器的电容，使得逆变器直流电压的最大值可以小于每个驱动元件的耐压，能够防止周围电路被破坏。

另外，决定逆变器的载波频率使得满足预定的交流电源的功率因数值。

采用这种结构，通过将载波频率设置在需要的最小值，能够满足预定的交流电源功率因数值，并能够将逆变器损失抑制到所需的最小值。

尽管本发明结合优选实施例参考附图已经进行了说明，但应当注意，对本领域技术人员其显然可有各种改变和改进。这种改变和改进应当被理解为在由所附权利要求定义的本发明的范围之内，而非脱离该范围。