多载波直扩频码分多址系统的低复杂度部分并行传输方法

摘要

多载波直扩频码分多址系统的低复杂度部分并行传输方法属于正交频分复用通信技术和码分多址系统相结合的多载波码分多址技术领域，其特征在于：计算机根据用户的匹配滤波器输出在各个子载波上把用户分为可靠、普通和无效三类，先后在可靠类和普通类进行部分干扰对消处理，对无效类则不作处理，分别得到n个子载波上部分并行干扰对消处理判决的可靠类和普通类的发送比特b

说明书

技术领域

多载波直扩频码分多址(MC-DS-CDMA)系统的低复杂度部分并行传输方法属于正交频分复用通信技术和码分多址系统相结合的多载波码分多址技术领域。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术具有有效对抗频率选择性衰落，高数据率和容易实现等特点，在宽带无线传输领域里得到了广泛的应用；但对多用户接入的处理局限性较大。码分多址(CDMA)在处理多用户接入时，具有较高的频谱利用率和较好的传输性能；但在频率选择性衰落的情况下，会被远近效应所限制。多载波码分多址(MC-CDMA)系统将OFDM和CDMA技术有机结合起来，既有效抑制了无线信道的频率选择性衰落，又可以实现高频谱利用率的多用户接入。多载波直扩频码分多址是一种多载波码分多址系统。该系统中，每个用户均将各个子载波分成不同的子载波组，每个组内的各个子载波的衰落统计独立，同一组内的各个载波传输相同的经过扩频的信息比特，不同的子载波组传输不同的信息比特。在接收端，将各个组内的子载波输出合并后判决发送的信息比特。

在MC-DS-CDMA系统的反向信道中，由于同一用户扩频码的各个码片经历的衰落不一致，且各个用户在相同子载波上经历的衰落统计独立，破坏了扩频码的正交性，使得用户之间存在多接入干扰(MAI)。为了有效抑制MAI就需要引入多用户检测(MUD)技术。

在1998年第2期《IEEE Transaction on Communications》第258-268页上由D.Divsalar，M.Simon和D.Raphaeli发表的“Improved Parallel Interference Cancellation for CDMA”一文中提出了一种部分并行干扰对消方法，该方法在DS-CDMA系统中具有较小复杂度和较好的检测效果，计算过程见图1。

该方法为一个多级迭代的过程，并使用匹配滤波器作为其前级判决设备。在每级当中，根据上一级硬判决结果，信道估计的结果和各个用户的扩频码估计所有用户的接收信号，再将除去本用户外的的所有用户的接收信号估计相加(被称为部分和)，产生了对于每一个用户的多址干扰的完整估计；之后，每个用户分别将估出的多址干扰从接收信号中消去，得到本级的初估计结果；最后将本级初估计结果与上级的软判决结果进行一个加权和，获得本级的软判决结果，并根据软判决结果得到硬判决结果。

由于在MC-DS-CDMA系统中，每个用户均使用多个载波传输同一比特，因此在接收端需要对多个载波的接收信号进行合并，通常采用最大比合并的方式，对于一个Nc个子载波，M个子载波组，即每个用户的并行发送数据为M个的系统而言，k用户的第m个比特的最大比合并结果为：

$$ >>>b>>k>,>m>>>=>>\Sigma >>n>=>0>>>>N>c>>/>M>->1>\; sup>>A>k>>nM>+>m>sup>sup>>b>k>>nM>+>m>sup>>/>>(>>\Sigma >>n>=>0>>>>N>c>>/>M>->1>\; sup>>A>k>>nM>+>m>sup>>)>>>$$

其中，b_k^nM+m为第nM+m号子载波上对第k个用户的判决结果；A_k^nM+m为该子载波上对该用户的幅度估计结果，通过现有的信道估计方法获得。

但将现有的部分并行干扰对消方法直接引入了MC-DS-CDMA系统，不能充分利用MC-DS-CDMA系统的优势，使得检测效果受到了局限。

发明内容

本发明是一种适用多载波直扩频码分多址(MC-DS-CDMA)系统中基于部分并行干扰对消的多用户检测方法，该方法不仅能够提高系统整体的误比特率性能，而且具有比部分并行干扰对消方法更低的复杂度。

本发明的特征在于：计算机根据用户的匹配滤波器输出在各个子载波上把用户分为可靠用户组、普通用户组和无效用户组，先在可靠用户组中进行部分并行干扰对消处理，再在普通用户组进行部分干扰对消处理，而对无效用户组不作处理，分别得到子载波n上部分并行干扰对消单元判决的可靠用户组以及普通用户组的发送比特矢量b_rⁿ和b_oⁿ，而无效用户组在子载波n上的判决结果$$ >sup>>b>a>nsup>>=>0>,>>$$把Nc组{b_rⁿ，b_oⁿ，b_aⁿ}结果按照所属组别，对K个用户分别进行M组最大比合并，输出K个用户的M个并行比特的判决结果，再经过串/并转换得到K个用户的最终输出。

它用计算机来依次执行以下各个步骤：

(1)输入下述系统参数

P_send：发送比特功率

δ₁，δ₁：分类判决参数

K：：用户数总数；

N：扩频码长；T_b：发送比特码元周期；

Nc：子载波总数；

M：子载波组数，即每个用户的并行发送数据；

(2)计算机随机产生发送信号，通过无线信道模型，得到接收信号；

(3)接收信号经过快速傅立叶变换得到Nc个子载波上的接收信号；

(4)在每个子载波n上依次按下述步骤进行分组，并进行部分并行干扰对消处理，得到Nc组发送比特矢量；

(4.1)在第n个子载波上，根据下式对接收信号进行匹配滤波处理得到K个用户的匹配滤波器输出，其中，子载波n上第K个用户的匹配滤波器输出y_kⁿ可表示为：

$$ >sup>>y>k>nsup>>=>>1>>T>b>\; sup>>\int >0>>T>b>sup>>>r>n>>>(>t>)>>>g>k>>>(>t>)>>dt>,>>$$

其中：g_k(t)：该用户的扩频码；

rⁿ(t)：子载波n上的接收信号；

T_b：发送比特码元周期；

(4.2)对匹配滤波器组的K个用户的输出根据功率进行判决分组；

把满足下式的用户分配到可靠用户组；

$$ >sup>>y>k>nsup>>>>\ge >\delta >>1>>>P>send>>>$$

把满足下式的用户分配到无效用户组：

$$ >sup>>y>k>nsup>>>>\le >\delta >>2>>>P>send>>>$$

剩余用户分配到普通用户组；

(4.3)对可靠用户组的用户进行部分并行干扰处理，并根据处理结果信道估计结果及其扩频码来重建该组用户接收信号，并从接收信号中消去已重建的该组用户接收信号，得到新的接收信号：

$$ >sup>>r>o>nsup>>>(>t>)>>=>>r>n>>>(>t>)>>->>S>r>sup>>A>r>nsup>sup>>b>r>nsup>>>$$

其中，r_oⁿ(t)：子载波n上新的接收信号；

S_r：可靠用户扩频码组成的矩阵；

A_rⁿ：子载波n上可靠用户幅度估计值组成的对角阵，由已知的信道估计方法获得；

b_rⁿ：子载波n上部分并行干扰对消单元判决的可靠用户组的发送比特矢量，计算过程见图1。

(4.4)根据新的接收信号r_oⁿ(t)对普通用户组用户进行部分并行干扰处理，得到普通用户组在子载波n上的部分并行干扰对消单元判决的可靠用户组的发送比特矢量b_oⁿ；

(4.5)无效用户组各用户在子载波n上的判决结果b_aⁿ为0；

(5)把Nc组{b_rⁿ，b_oⁿ，b_aⁿ}结果按照所属组别，对K个用户分别进行M组最大比合并，输出K个用户的M个并行比特的判决结果，再经过串/并转换得到K个用户的最终输出。

以MATLAB语言在IBM-T22型PC机上的仿真证明：本发明与一般现有的部分并行干扰对消处理方法相比，不仅提高了系统整体的误比特率性能而且具有更低的复杂度，达到了预期目的。

附图说明：

图1.本发明所用现有的部分并行干扰对消方法的原理框图

图2.本发明的原理图

图3.本发明的程序流程框图

图4.实施例1与现有的部分并行干扰对消方法的性能比较图

图5.实施例2与现有的部分并行干扰对消方法的性能比较图

具体实施方式

实例一

在子载波总数为128，用户数为15，每个用户的并行发送数据为16个，每个子载波衰落统计独立且均服从能量为1的瑞利衰落，扩频码长为32的情况下；且部分并行干扰对消方法的级数为3，三级的系数分别为{0.7，0.9，1}。

此时，按照本发明步骤进行处理，可得到如图2所示的本发明与部分并行干扰对消方法的性能对比。从图中可以清晰的看出，本发明的误码率要明显低于部分并行干扰对消方法。

此外，在计算复杂度方面，按照等效加法乘法次数的计算方法。本发明和部分并行干扰对消方法在单一载波上的平均计算复杂度分别为：21490次和34275次，本发明比部分并行干扰对消方法低37.3％。

实例二

在子载波总数为128，用户数为25，每个用户的并行发送数据为32个，每个子载波衰落统计独立且均服从能量为1的瑞利衰落，扩频码长为32的情况下；且部分并行干扰对消方法的级数为3，三级的系数分别为{0.7，0.9，1}。

此时，按照本发明步骤进行处理，可得到如图3所示的本发明与部分并行干扰对消方法的性能对比。从图中可以清晰的看出，本发明的误码率要明显低于部分并行干扰对消方法。

此外，在计算复杂度方面，按照等效加法乘法次数的计算方法。本发明和部分并行干扰对消方法在单一载波上的平均计算复杂度分别为：45982次和81125次，本发明比部分并行干扰对消方法低43.32％。