可消除相位偏移的轨迹误差检测器件及相位偏移消除方法

摘要

一种消除相位偏移的轨迹误差检测器件及其相位偏移消除方法，用于消除由器件电路差错产生的误差信号。所述器件包括：均衡单元，用于将所输入的信号A、B、C、D均衡到一个电平；比较单元，用于量化被均衡的信号A、B、C、D；相移单元，用于按照控制信号来消除在量化的信号A、B、C、D中的相位偏移。一种系统控制单元向相移单元提供控制信号。所述轨迹误差检测器件可以消除在轨迹误差检测器件中发生的所有类型的相位偏移。因此改善了所检测的轨迹误差信号的精度和可靠性。通过在消除相位偏移的处理中调整量化的信号的相位，可以降低功耗和硬件的大小。

说明书

本申请要求2003年1月13日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2003-2217号的优先权，其公开以引用方式被包含在此。

技术领域

本发明涉及一种通过DPD(Differential Phase Detector，差分相位检测器)方法产生轨迹误差信号的轨迹误差检测器件，具体涉及消除相位偏移的轨迹误差检测器件及其相位偏移消除方法，它们可以消除由于器件本身的电流差错而产生的误差信号。

背景技术

图1图解了现有技术的光学拾取器(Pickup Device)。从用于记录/再现信息信号的光源1输出的激光束被光束分离器5反射，并且入射到物镜7。入射到物镜7的激光束在盘10的记录表面上形成一个光点。从盘10的记录表面反射的光束入射到物镜7，并且随后在透过光束分离器5后在光接收元件3被接收。

光接收元件3将所述光点划分为部分A、B、C和D，并且测量光量。用于光接收元件3的部分A、B、C和D的光量被检测，并且根据所检测的用于部分A、B、C和D的光量来检测轨迹误差信号。

同时，从光源1输出的激光束在透过光束分离器5之后向FPD(FrontPickup Device，前拾取器)9入射。FPD 9检测输入的激光束的功率，并且控制光源1，以便将输入的激光束的功率保持恒定。

图2A和2B图解了按照现有技术的DPD方法的轨迹误差信号产生。图2A示出了在FPD 9的光接收元件3的部分A、B、C和D中接收在盘10上记录的凹坑的图像的示例。在图2A中，(a2)示出了凹坑的图像精确地匹配光接收元件3的中心的状态，并且(a1)和(a3)示出了凹坑的图像相对于光接收元件3的中心分别左右倾斜的状态。

图2B是说明相对于在部分A和B中接收的光量的信号的相位偏移的波形图，其中(a1’)、(a2’)、(a3’)示出了与图2A的(a1)、(a2)、(a3)的对应的相位偏移。结果，DPD方法是使用由光量引起的相位偏移来检测轨迹误差信号(track error signal)的方法。

轨迹误差(TE)信号可以由下面的方程表达。

TE＝k(ΔΦ_AB+ΔΦ_CD)                  [方程1]

在此，ΔΦ_AB是在A和B之间的相位偏移，ΔΦ_CD是在C和D之间的相位偏移。

图3是用于检测轨迹误差(Track error，TE)信号的现有技术的轨迹误差检测器件20的方框图，图4A到4E是图3的轨迹误差检测器件的相应的构成元件的输入/输出信号的波形图。以下说明对于与在光学拾取器10的光接收元件3的部分A和B中接收的光量对应的信号的波形检测轨迹误差(TE)信号的现有技术处理。

轨迹误差检测器件20包括均衡器11、比较器13、鉴相器15、加法器17和减法器/低通滤波器(SUB/LPF)19。均衡器11均衡与光学拾取器10的光接收元件3的部分A和B中接收的光量对应的信号A和B，并且输出被均衡的信号A1和B1，如图4A所示。

比较器13量化如图4A所示的被均衡信号A1和B1，并且输出如图4B所示的数字形式的信号A2和B2。然后，鉴相器(Phase Detector，PD)15如方程1所表达的那样，检测在光接收元件3的部分A和B和在部分C和D之间的相位偏移，以便检测相位偏移(TE)信号。即，PD 15检测相对于图4B所示的比较器13的输出信号A2和B2的相位偏移检测相对于图4B所示的比较器13的输出信号A2和B2的相位偏移，并且输出与图4C所示的相位偏移对应的上信号AB_U和下信号AB_D。

加法器17之一将作为在信号A2和B2中间的相位偏移信号的上信号AB_U加到作为在信号C2和D2中间的相位偏移的上信号CD_U上。加法器17的另一个将作为在信号A2和B2之间的相位偏移信号的下信号AB_D加到作为在信号C2和D2之间的相位偏移信号的下信号CD_D。由加法器17相加的信号如图4D所示，并且SUB/LPF 19减去和低通滤波相加的信号，并且输出如图4E所示的轨迹误差(TE)信号。

但是，上述的现有技术具有各种问题和缺点。按照如上所述的现有技术轨迹误差检测器件，在与在光接收元件3的部分A、B、C和D中接收的光量对应的信号A、B、C和D中的相位偏移可以由于电路差错而发生，所述电路差错诸如光学象差、非理想凹坑结构、透镜移动、信道不匹配。

图5是图解不同类型的相位偏移的图。在图5中，(a)示出了未发生相位偏移的理想情况，(b)示出了在部分A和D(或B和C)之间发生相位偏移的情况，(c)示出了在部分A和B(或C和D)之间发生相位偏移的情况，(d)示出了在部分A、B、C和D之间发生的相位偏移。

按照图3所示的现有技术轨迹误差检测器件，针对对应于在部分A和B和在部分C和D中接收的光量的信号检测相位偏移，并且将所检测的相位偏移相加。因此，由于如图5中的(b)所示的电路差错而导致的在部分A和D(或B和C)之间发生的相位偏移不引起任何问题，但是不能消除图5中的(c)和(d)中所示发生的相位偏移。

但是，现有技术具有不同的问题和缺点。结果，现有技术的轨迹误差检测器件不能消除由于电路差错而导致发生的各种类型的相位偏移，因此不能检测精确的相位偏移(TE)信号。

发明内容

本发明的一个目的是解决至少上述的问题和/或缺点，并且提供至少下述的优点。

本发明的另一个目的是提供一种轨迹误差检测器件及其相位偏移消除方法，所述方法能够通过消除由于轨迹误差检测器件的电路差错而发生的相位偏移来检测准确的轨迹误差信号。

为了实现本发明的上述方面和/或特点，提供了一种轨迹误差检测器件。所述器件包括用于接收从记录介质的数据记录表面反射的光的元件、在切线方向和径向上在所述元件中接收的被分割的光点，使用对应于在相应的被分割部分中接收的光量的信号A、B、C、D而检测的轨迹误差信号。更具体而言，所述器件包括：均衡单元，用于将所输入的信号A、B、C、D均衡到一个电平；比较单元，用于量化被均衡的信号A、B、C、D；相移单元，用于按照控制信号来消除在量化的信号A、B、C、D中的相位偏移。

优选的是，所述轨迹误差检测器件还包括系统控制单元，用于产生和输出控制信号到相移单元，所述控制信号用于消除在量化的信号A、B、C、D中的相位偏移。

控制信号包括：第一控制信号，用于将量化的信号A和C移相到相移单元；第二控制信号，用于将量化的信号B和D移相到相移单元，其中相移单元根据第一和第二控制信号来消除在量化信号A和B之间的相位偏移和在量化信号C和D之间的相位偏移。

相移单元包括：第一移相器，用于按照第一控制信号来将量化信号A移相；第二移相器，用于按照第二控制信号来将量化的信号B移相；第三移相器，用于按照第一控制信号来将量化信号C移相；第四移相器，用于按照第二控制信号来将量化信号D移相。

第一到第四移相器是VCPS(压控移相器)电路，它们按照控制电压来移相。

VCPS电路包括第一脉冲产生单元，用于将对应于输入信号的脉冲与控制电压相比较，并且选择对应于输入信号的脉冲的范围；第二脉冲产生单元，用于将对应于反相的输入信号的脉冲和控制电压相比较，并且选择对应于被反相的输入信号的脉冲的范围；触发器，用于接收第一和第二脉冲产生单元的每个的输出信号来分别作为复位信号和置位信号。

第一脉冲产生单元包括：第一NMOS晶体管，其栅极接收输入信号，其源极接地，其漏极形成第一输出端；第一电容器，连接在第一NMOS晶体管的第一输出端和源极之间；第一电流控制单元，用于控制被提供到第一电容器的电流，所述第一电容器连接到第一NMOS晶体管的第一输出端；第一比较单元，用于将在第一电容器中充电的电压与控制电压相比较，并且选择对应于被充电电压的脉冲的特定范围。

第二脉冲产生单元包括第二NMOS晶体管，其栅极接收输入信号，其源极接地，其漏极形成第二输出端；第二电容器，连接在第二NMOS晶体管的第二输出端和源极之间；第二电流控制单元，用于控制被提供到第二电容器的电流，所述第二电容器连接到第二NMOS晶体管的第二输出端；第二比较单元，用于将在第二电容器中充电的电压与控制电压相比较，并且选择对应于被充电电压的脉冲的特定范围。

更具体而言，第一电流控制单元和第二电流控制单元控制被提供到相应的第一电容器和第二电容器的电流，以便第一和第二电容器具有用于从地电压电平向电源电压电平充电的恒定的电压降速率。

在本发明的另一个方面，提供了一种用于轨迹误差检测器件的相位偏移消除方法，所述轨迹误差检测器件包括用于接收从记录介质的数据记录表面反射的光的元件、在切线方向和径向上在所述元件中接收的被分割的光点，使用对应于在相应的被分割部分中接收的光量的信号A、B、C、D而检测的轨迹误差信号。所述方法包括：将所输入的信号A、B、C、D均衡到一个电平；量化被均衡的信号A、B、C、D；按照控制信号来调整量化的信号A、B、C、D的相位，以便消除在量化的信号A、B、C、D中的相位偏移。

优选的是，所述相位偏移消除方法还包括控制步骤：提供用于消除在量化信号A、B、C、D中的相位偏移的控制信号。控制步骤向相位偏移消除步骤提供：第一控制信号，用于将量化的信号A和C移相；第二控制信号，用于将量化的信号B和D移相，其中相位偏移消除步骤根据第一和第二控制信号来消除在量化信号A和B之间的相位偏移和在量化信号C和D之间的相位偏移。

通过下列来执行相位偏移消除步骤：第一移相器按照第一控制信号来将量化信号A移相、第二移相器按照第二控制信号来将量化的信号B移相、第三移相器按照第一控制信号来将量化信号C移相、第四移相器按照第二控制信号来将量化信号D移相。

另外，上述的步骤可以被执行为在计算机可读介质中的指令。

因此，可以消除在轨迹误差检测器件中可能发生的所有类型的相位偏移，因此可以改善所检测的轨迹误差信号的精度和可靠性。

而且，通过在消除相位偏移的处理中调整经由均衡器和比较器量化的数字类型信号的相位，可以降低系统的功耗，并且可以降低硬件的大小。

附图说明

通过参照附图详细说明本发明的优选实施例，本发明的上述和其他优点将会变得更加清楚，其中：

图1是图解现有技术的光学拾取器的示意图；

图2A和2B是说明按照现有技术的DPD方法的轨迹误差信号产生的思想的视图；

图3是现有技术的轨迹误差检测器件的方框图；

图4A到4E是图3的现有技术器件的构成元件的输入/输出信号的波形图；

图5是图解多种类型的现有技术相位偏移的视图；

图6是按照本发明的一个示意、非限定性实施例的轨迹误差检测器件的方框图；

图7A-7D是图6所示的本发明的示范、非限定性实施例的器件的构成元件的输入/输出信号的波形图；

图8是图解图6所示的本发明的示范、非限定性实施例的用于轨迹误差检测器件的相位偏移消除方法的流程图；

图9是作为图6所示的本发明的示范、非限定性实施例的相移单元140的示例的VCPS(压控移相器)的电路图；

图10是说明图9所示的本发明的示范、非限定性实施例的VCPS的操作的波形图；

图11A和11B是说明本发明的示范、非限定性实施例的效果的视图。

具体实施方式

现在参照附图详细说明按照本发明的一个优选实施例的轨迹误差检测器件及其相位偏移消除方法，在附图中，相同的附图标号指示相同元件。

图6是按照本发明的、能够消除由于电路差错而发生的相位偏移的轨迹误差检测器件的方框图。

附图标号‘100’表示光学拾取器，‘30’表示在光学拾取器中的光接收元件。轨迹误差检测器件200根据光学拾取器100的光接收元件30的分割部分A、B、C、D中接收的光量而检测轨迹误差(TE)信号。

与在A、B、C、D(光接收元件30的部分31-34)中接收的光量相对应的信号被输入到轨迹误差检测器件200。

轨迹误差检测器件200包括均衡(EQ)单元110、比较(comp)单元130、相移单元140、相位检测(PD)单元150、相加单元170、减法器/低通滤波器(SUB/LPF)190。

均衡单元110是用于以预定电平均衡输入的信号的块，并且包括均衡器(EQ1-EQ4)111-114，用于均衡与在光接收元件30的对应部分31-34的A、B、C、D中接收的光量对应的信号A、B、C、D。

比较单元130包括比较器(comp1到comp4)131-134，用于将均衡信号A1、B1、C1、D1量化为数字类型信号A2、B2、C2、D2。

相移(PS)单元140包括移相器(PS1-PS4)141-144，用于按照特定的控制信号消除在量化信号A2、B2、C2、D2中的相位偏移。

相位检测单元150包括：鉴相器(PD1)151，用于检测在信号A3和B3之间的相位偏移；鉴相器(PD2)153，用于检测在信号C3和D3之间的相位偏移，它们是按照指定的控制信号由相移单元140移相的信号。

加法单元170包括：加法器171，用于相加从鉴相器(PD1和PD2)151和153输出的上信号AB_U和CD_U；加法器173，用于相加从鉴相器输出的下信号AB_D和CD_D。

减法器/低通滤波器190通过减去和低通滤波从加法单元170输出的信号而输出轨迹误差(TE)信号。

以下，现在参照图7A-7C和图8来说明按照本发明的用于轨迹误差检测器件200的轨迹误差消除方法。

图7A-7D是轨迹误差检测器件200的构成元件的输入/输出信号的波形图。均衡器111和112按照在光接收元件30的A和B部分中接收的光量来均衡信号A和B，并且输出具有如图7A所示的恒定信号电平的均衡信号A1和B1(步骤S811)。

然后，比较器131和132量化从均衡器111和112输出的模拟信号A1和B1，并且输出如图7B所示的数字信号A2和B2(步骤S813)。

在步骤S815，相移单元140根据从系统控制单元(未示出)提供的控制电压BAL消除在信号A2和B2之间和在信号C2和D2之间的轨迹误差。在此，控制电压BAL具有以Vdd/2为中心的对称电压电平BALP和BALN。

具体地说，移相器141和移相器143根据控制电压BALP分别将信号A2和C2移相，移相器142和移相器144根据控制电压BALN分别将信号B2和D2移相，以便消除在信号A2和B2之间和在信号C2和D2之间的相位偏移。

因此，如图7C所示，移相器141和移相器143按照指定的控制电压BALP和BALN而消除信号A2和B2的相位偏移，如图7D所示输出信号A3和B3。以下说明相移单元140的操作。

相位检测单元150的鉴相器(PD1和PD2)151和153分别检测在相移信号A3和B3之间和在相移信号C3和D3之间的相位偏移。

其后，通过加法单元170和SUB/LPF 190而输出轨迹误差(TE)信号。即，当相移单元140消除在信号A2和B2之间和在信号C2和D2之间的相位偏移的时候，相移单元150的输出信号和SUB/LPF 190的输出信号变为中心电压VDD/2。这表示作为轨迹误差检测器件200的输出信号的轨迹误差信号变为‘0’。

在光学记录/再现器件中布置的盘的启动期间，执行如上所述的相位偏移消除处理，并且此时，系统控制单元(未示出)按照盘的初始旋转来监控由于偏心而具有恒定幅度的正弦波，并且调整控制电压信号BAL的电平，以便所述正弦波的中间值变为V_DD/2。正弦波变为V_DD/2的时间点是在图7C中所示的、如上所述的消除相位偏移的时间点，并且系统控制单元将此时的BAL信号的电平设置为要应用到相移单元140的BAL信号的电平。

如上所述，因为通过初始化工作而消除了轨迹误差检测器件200的相位偏移，因此轨迹误差检测器件200可以检测准确的轨迹误差(TE)信号。

以图9的VCPS(压控移相器)电路作为图6的相移单元140的示例，详细地说明按照控制电压BAL执行的相移操作。图10图解了在图9的电路中在各个点出现的波形。

VCPS电路400包括第一脉冲产生单元410、第二脉冲产生单元430和SR型触发器450，所述SR型触发器450接收第一和第二脉冲产生单元410和430的输出信号来作为它的复位和置位信号。

第一脉冲产生单元410包括第一NMOS晶体管M1，其栅极接收输入信号，其源极接地，其漏极形成第一输出端X。同样提供的是：第一电容器C1，它连接在第一NMOS晶体管的第一输出端X和第一NMOS晶体管的源极；第一电流控制单元CCB1，用于控制被提供到与第一NMOS晶体管的第一输出端X连接的第一电容器C1；第一比较单元Comp1，用于将在第一电容器C1中充电的电压与从系统控制单元提供的控制电压BAL相比较，并且选择对应于被充电的电压的脉冲的指定范围。第二脉冲产生单元430具有与第一脉冲产生单元410基本上相同的结构。

图6的轨迹误差检测器件200的比较单元130的输出信号被输入到VCPS电路400的输入端IN。

如果向输入端IN输入高信号，则接通第一NMOS晶体管M1，并且在第一输出端X上的电荷短时间放电。此时，为了使得第一输出端X上的电荷被迅速地放电到地电压，从第一NMOS晶体管M₁向地电压放电的电荷的数量应当大于第一电流控制单元CCB1的源电流的数量。这意味着，从第一输出端X来看，第一电流控制单元CCB1的阻抗应当大于第一NMOS晶体管M₁的阻抗。

同时，如果向输入端IN输入低信号，则第一NMOS晶体管M₁关断，并且第一输出端X以预定的电压降速率(DR)被充电。此时，电压降速率(DR)可以由下面的方程来表达。

DR＝_ΔV/_ΔT＝I_CCB/C₁[mV/μsec]                 [方程2]

在此，设置电压降速率(DR)以便在例如对应于在盘中记录的凹坑的最小长度的3T(T：系统信道时钟周期)时间中执行从地电压向电源电压的充电。于是，图10中图解了在第一输出终端X上出现的电压波形。

第一脉冲产生单元410的比较器Comp1在如果从第一输出端X输入的电压大于从系统控制单元提供的控制电压BAL时输出高电平信号，并且在如果从第一输出端X输入的电压小于控制电压BAL时输出低电平信号以便选择对应于第一输出端X的脉冲的指定范围，如图10中输出Y所示。

同时，第二脉冲产生单元430的第二NMOS晶体管M₂的第二输出端X’具有与第一输出端X的波形相反的波形。因此，比较器Comp2在从第二输出端X’输入的电压大于控制电压BAL时输出高电平信号，在从第二输出端X’输入的电压小于控制电压BAL时输出低电平信号以便选择对应于第二输出端X’的脉冲的指定范围，如图10中输出Y’所示。

从第一脉冲产生单元410和第二脉冲产生单元430输出的信号被分别输入到复位终端(R)SR型触发器450的复位端(R)和置位端(S)。按照SR型触发器450的操作特性，当高电平被输入到SR型触发器450的复位端(R)时，SR型触发器的输出OUT变低，当高电平被输入到SR型触发器450的置位端(S)时，SR型触发器的输出OUT变高，如图10中的OUT所示。

参见图10的波形，按照输入到比较器Comp1和Comp2的控制电压BAL的电平来改变波形Y和Y’的边缘。于是，SR型触发器的输出OUT被左移或右移。因此，通过调整控制电压BAL的电平，系统控制单元可以调整输入到VCPS电路400的信号的相位。

如上所述，具有VCPS电路400的相移单元140通过按照如图7B和7C所示的被输入的控制电压BALP和BALN来将信号A2和B2移相，消除在信号A2和B2之间的相位偏移。在信号C2和D2之间的相位偏移也以相同的方式被消除。

下面的表1示出了通过BiCOMOS 0.6um 2-聚3-金属处理来实现的DPD(微分相位检测器)的测量条件。

[表1]

A、C频率[MHz]B、D频率[MHz]输入幅度[mVpp]相位周期[KHz]4.44.3910010

具有100mVpp幅度的4.4KHz的正弦波被施加到DPD的输入端A和C，并且具有100mVpp幅度的4.39KHz的正弦波被施加到DPD的输入端B和D。因此，DPD输出如图11A和11B所示的、具有相位周期10KHz的锯齿波。

图11A示出了测量的结果，其中在A和B之间和在C和D之间的相位偏移未被补偿，因此轨迹误差信号由于在A和B之间和在C和D之间的相位偏移而具有误差。

图11B示出了按照本发明的、在相移单元140消除在A和B之间和在C和D之间的相位偏移后没有误差的正常轨迹误差信号。

本发明的一个示范、非限定性实施例也可以被实现在计算机可读的介质中。例如，但不是限定，计算机可读介质可以包括一组用于执行在上述方法中所述的步骤的指令。

本发明具有各种优点。如上所述，按照本发明，可以消除在DPD型轨迹误差检测器件中可能发生的所有类型的相位偏移。因此，可以改善所检测的轨迹误差信号的精度和可靠性。

而且，通过在消除相位偏移的处理中调整经由均衡器和比较器量化的数字类型信号的相位，可以降低系统的功耗，并且可以降低硬件的大小。

虽然已经参照本发明的实施例说明了本发明，对本领域的技术人员显然的是，在不脱离所附的权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对其进各种改变、替换或修改。