使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法

摘要

揭示了一种使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法，其中，当从抽取区域中估算的回波路径估算纯延迟时间时，通过设置阈值在有效系数中检测峰值，而不用单独操作过程来确定自适应滤波器是否会聚，因此使纯延迟时间得以估算。该方法包括使用线路回波抵消器中抽取的输入信号来估算回波路径并更新自适应滤波器的系数的步骤，并在估算的回波路径的自适应滤波器的系数中探测有效峰值和确定自适应滤波器的系数是否会聚。

说明书

                发明背景

技术领域

本发明涉及线路回波抵消器(echo canceller)中延迟时间的估算，尤其涉及使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法，其中，当来自抽取(decimation)区域中估算的回波路径的纯延迟时间被估算时，通过建立阈值来探测波峰值，而无需单独操作过程判定自适应滤波器是否会聚，从而允许纯延迟时间被估算。

发明背景

一般，通信系统中的回波现象是由于使用进行四二(four to two)线路转换的混合电路中阻抗失配产生的。更具体的，在通信系统中，语音信号通过接收侧混合电路发送到接收终端。此时，混合电路的阻抗失配导致发送的语音信号返回的回波现象。

例如，在使用公共交换电话网(PSTN)的语音通信情况中，由于在交换局的混合电路，就发生了被叫做回波的现象，即发话人在一点延迟时间后听到他/她自己的话音。那时所产生的回波信号给发话者不舒服的感觉，因而恶化了通话质量。

因此，为了消除这样的回波信号，人们采用过各种回波抵消技术。其中，广泛采用的是使用自适应滤波器的自适应回波抵消技术。自适应回波抵消技术指的是，使用自适应滤波器模拟一个回波路径后，回波分量被估算并减除。通过使用这个自适应回波抵消技术，操作量和存储器利用量都与自适应滤波器模拟的回波路径长度成比例的增加。

作为数字网络的另一个传统回波抵消技术，有一种采用具有对应于整个回波长度的长度的自适应滤波器的技术(即全窃听(full-tap))。采用此技术的传统回波抵消器具有如附图1所示的结构。

参考图1，回波抵消器包括双向检测器110，用于检测是否处于双向通话状态，其中同时在发送线路和接收线路上输入语音信号，回波估算器120，用于在双向通话状态存在时，模拟和估算从接收路径反馈的回波路径，数字减法器130，用于从接收路径输入的语音信号减去对应于由回波估算器120估算的回波路径的回波信号，以及非线性处理器140，用于接收数字减法器130的输出信号来去除噪声级信号。

关于此传统回波抵消器结构更具体的是，双向通话检测器110与发送路径和接收路径联接，并判定是否处于语音信号同时在二个路径输入的双向通话状态。在此，发送的纯语音信号S_in仅仅在发送路径输入，而接收语音或回波信号R_in在接收路径上传送，起到回波路径的功能。

双向通话检测器110比较在接收路径的回波信号和在发送路径的语音信号，然后，当回波信号具有比较大的量级时，即判定接收语音信号存在，从而临时将回波估算器120的自适应滤波器从运行切换到停止。

此外，当双向通话状态不存在时，双向通话检测器110驱动回波估算器120和非线性处理器140。回波估算器120模拟接收路径的回波路径，然后估算回波路径。在此回波估算器120包含自适应滤波器。

回波估算器120将有关估算的回波路径的信息发送到数字减法器130。数字减法器130估算来自使用估算的回波路径输入的传输语音信号的回波信号，然后从传输的语音信号中减去回波信号。

当数字减法器130发送已减去回波信号的传输语音信号到非线性处理器140，非线性处理器140从传输语音信号移除噪音信号电平以输出结果。

传统回波抵消器从双向通话检测器110接收发送和接收信号，并判断是否处于双向通话状态，即同时通话情形存在。然后，假如双向通话状态不存在，使用回波估算器120，即自适应滤波器估算回波路径。估算的回波路径的回波分量被估算并减去，从而噪音信号被移除的发送语音信号通过非线性处理器140输出。

与此同时，在一般的PSTN中，回波信号具有大约8到16ms的回波长度。在最近发展的数字网络环境例如互联网协议电话(VoIP)中，纯时延成分被增加到回波路径的前端，从而回波长度被增加到大约32到128ms。

然而，因为大多数回波信号在16到23ms之间，所以回波抵消器(全窃听技术的)需要至少最大8倍于实际需要的操作数量，来移除包括在诸如VoIP的数字网络环境下的时延，长度为128ms的回波信号。

此外，还有另外一个技术，其中，包括长延迟时间的回波路径利用自适应滤波器估算后，纯延迟时间使用已估算回波路径能量的中心或波峰值来估算。

采用此技术的回波抵消器存在一个问题，因为为了移除回波信号，必须估算整个回波长度，这个回波长度的估算需要过大的操作数量和过大的存储容量。此外，因为自适应滤波器必须在长度上增加，所以不可避免地造成会聚速度的降低。

作为另一种回波抵消器，估算在时延回波分量中具有峰值的回波分量的位置。此回波抵消器存在一个问题，因为比实际时延更长的值被作为时间延迟估算，所以不可能确切的估算纯延时回波路径。

与此同时，为了减少回波路径估算时的操作量，提出了在抽取区域(decimation region)中使用抽取信号估算纯延迟时间的方法。当使用自适应滤波器估算纯延迟时间时，计算回波-返回损耗增益值(ERLE：Echo toReturn Loss Enhancement)来确定是否自适应滤波器的会聚存在。使用具有预定或更高等级的会聚的自适应滤波器的系数(响应冲击波)，寻找到能量中心或检测到峰值，从而估算纯延迟时间。

图2所示的流程图说明使用常规自适应滤波器在抽取区域估算纯延迟时间的方法。

参考图2，通过以M个抽取乘法器(M decimation multipliers)为单位确定特殊抽样而抽取输入语音信号(S101)。使用抽取信号(decimationsignal)在抽取区域中估算回波路径。

然后，检测是否估算的回波路径的会聚存在(S103)。假如会聚达到了预设等级(S104)，使用自适应滤波器系数来获得系数能量中心或者峰值。计算的结果通过抽取乘法器M被倍增，从而纯延迟时间被近似的估算。

然而，为了判定当纯延迟时间被估算时，是否自适应滤波器的会聚存在，需要单独的计算过程。假如不能确定自适应滤波器会聚是否存在，则有一个问题，纯延迟时间将在会聚过程中被错误的估算。

                          本发明概述

因此，本发明被用于解决发生在相关技术中的上述问题，本发明的一个目标是提供使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法，其中为了探测在线路回波抵消器中的峰值，自适应滤波器的系数的绝对值与预设抽取区域中回波路径上的阈值相比较，从而得以从自适应滤波器大于阈值的系数，即有效系数中探测到峰值。

本发明的另一个目的是提供使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法，其中，当使用自适应滤波器有效系数探测到峰值时，为了减少波峰操作量，自适应滤波器的系数的每个间隔均等地分成M个抽样(M samples)，从而允许在M-1抽样期间执行分配的搜索(divided search)。

本发明还有另外一个目标是，提供使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法，其中，通过为预定抽样在抽取区域中对自适应滤波器的系数进行分配搜索而检测峰值，并给检测的峰值一个余量，以允许估算纯延迟时间，从而使峰值操作量减少。

为了实现这些目标，提供一种使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法，包括：使用线路回波抵消器中抽取的输入信号来估算回波路径，并更新自适应滤波器的系数；从估算回波路径的自适应滤波器的系数中检测有效峰值，并确定是否自适应滤波器系数会聚。

在此，上述自适应滤波器的系数更新包括：以对应于在线路回波抵消器中的抽取乘法器(decimation multiplier)的每个抽样为单位抽取输入信号；使用估算信号估算在抽取区域中的回波路径，并更新自适应滤波器的系数。

此外，上述自适应滤波器的系数更新执行信号抽取和以每个抽样为单位更新自适应滤波器系数。

此外，上述自适应滤波器的系数更新包括：执行信号抽取，以及当输入信号被以M∶1的比例抽取时，以M个抽样为单位实时更新自适应滤波器的系数一次，并执行峰值的分配搜索，直到执行下一次更新。

与此同时，上述确定是否自适应滤波器系数会聚包括：将估算回波路径的自适应滤波器系数的绝对值与预定阈值相比较，作为比较的结果，确定自适应滤波器的系数绝对值大于阈值时，寻找到自适应滤波器的有效系数；从寻找到的自适应滤波器的有效系数中检测峰值，作为有效峰值，并确定是否自适应滤波器的系数会聚(converge)。

使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法进一步包括：检测自适应滤波器的系数中的有效峰值，均等地把当前自适应滤波器的有效系数分配成预定数量的抽取间隔用于下一个抽取区域的抽样间隔，并执行均分系数的分配搜索(divided search)，以检测峰值；增加预定余量值给检测到的峰值并估算纯延迟时间。

在此，有效峰值是当比较自适应滤波器的每个系数的绝对值和预定阈值时，从大于阈值的自适应滤波器的系数中检测到的峰值。

此外，当估算纯延迟时间时增加到峰值的余量值是对应于纯时延分量值和回波峰值之间差值的余量值。

                          附图简要说明

结合附图阅读游戏详细描述，本发明的上述和其他的目标、特征和优点将变得更加明显，其中：

图1显示了传统线路回波抵消器的结构；

图2是说明使用传统自适应滤波器估算在抽取区域中纯延迟时间方法的流程图；

图3显示了根据本发明较佳实施例的线路回波抵消器的结构；

图4说明检测峰值的一个实施例的曲线图，以根据本发明使用自适应滤波器的系数估算纯延迟时间；和

图5是说明根据发明较佳实施例，使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间方法的流程图。

                      较佳实施例的详细描述

在下文中，将参考附图详细说明本发明较佳实施例。在接下来的描述和附图中，图中相同标号用于表示相同或相似的组件，相同或相似的组件的重复说明部分省略。

图3显示了依据本发明的一个实施例使用线路回波抵消器中的有效系数估算长时间的装置的结构。

参考图3，估算长时间的装置包括用于接收来自发送和接收路径的语音信号S_in，来检测双向通话状态的双向通话检测器(double-talk detector)210，用于从在功能上作为回波路径的接收路径上在具有峰值的位置估算时延成分的时延估算器(delay estimator)220，用于给由时延估算器220估算的时延分量增加余量值(margin value)的时延余量(delay margin)230，用于使用自适应滤波器以及已在时延余量230增加余量值的时延分量(delaycomponent)一起来估算回波路径的回波估算器(echo estimator)240，用于减去由回波估算器230估算的回波信号的数字减法器240，和用于移除语音信号的噪音成分的非线性处理器250。

以下结合附图对上述装置以及依据本发明较佳实施例使用线路回波抵消器中有效系数估算长时间的方法更详细地描述。

再次参考附图3，双向通话检测器210联接到发送路径和接收路径。发送/接收的语音信号输入到双向通话检测器210。由此，双向通话检测器210判定是否处于同时会话情形，即双向通话状态存在。

然后，如果不是，双向通话检测器210向时延估算器220、回波估算器240和非线性处理器260发送指示双向通话状态不存在的控制信号。

时延估算器220估算在回波路径(即接收路径)上的时延分量。在此，如图4所示的估算时延分量是通过估算在回波路径上具有作为估算时延分量的峰值T_Peak的位置来获得的。当使用这个时延估算值来执行回波抵消时，回波抵消效果恶化。这是因为某些传送函数(transfer functions)被排斥在外。

针对这个原因，时延估算器220发送已估算时延分量到时延余量230。时延余量230由时延估算器220估算的时延分量中包括进预定余量值。换句话说，当时延分量是从在回波路径上峰值T_Peak的位置估算时，通过增加余量值T_Margin到时延分量来进行时延补偿。因此，具有排除纯时延分量值T_Delay的余量值的时延分量和实际回波分量具有相同的时延估算值。时延估算值通过从回波分量的峰值T_Peak减少和根据纯时延分量值T_Delay和峰值T_Peak间的差值找到的余量值T_Margin来获得。因此，包含长延迟时间的回波路径的回波抵消能力可以改善。

回波抵消器240使用自适应滤波器以及包含了余量值T_Margin的时延估算值估算其中存在实际回波分量的回波路径。数字减法器250估算并从实际回波路径减去实际回波分量，找出与已减去的回波分量误差最小的余量值。作为一个例子，基于ITU-T建议，G.168-2000针对数字网络回波抵消所提供的回波环境设置64个抽样(＝8ms)的余量值在。此外，设置的余量值还作用于发生在时延估算过程中的估算误差的一般补偿。

非线性处理器260从语音信号中删除噪音分量并输出结果。

本发明没有使用ERLE确定自适应滤波器的会聚，但确定了自适应滤波器是否以自适应滤波器的系数的阈值Tb(Tb+和Tb-)如图4中设置的方式会聚，然后在大于设置的阈值的自适应滤波器的系数中获得峰值。

此外，定义大于阈值的自适应滤波器的系数作为有效系数，检测到有效系数的峰值，然后具有检测到的峰值的自适应滤波器系数的位置被估算作为纯延迟时间(pure delay time)。

为了这个目的，时延估算器220使用抽取维的自适应滤波器(decimationdimensional adaptive filter)更新抽取区域中估算的回波路径的自适应滤波器系数。在此，自适应滤波器系数可用如下面等式1的向量来表示。

等式1

$>>>>w>^>>\prime >>>(>k>)>>=>>>[>>>w>^>>0>\prime >>>(>k>)>>,>>>w>^>>1>\prime >>>(>k>)>>,>.>.>.>,>>>w>^>>>P>->1>>\prime >>>(>k>)>>]>>T>>>s>$

此外，自适应滤波器系数，向量可以用如下面等式2的绝对值形式表示。

等式2

$>>>>v>^>>\prime >>>(>k>)>>=>>>[>|>>>w>^>>0>\prime >>>(>k>)>>|>,>|>>>w>^>>1>\prime >>>(>k>)>>|>,>.>.>.>|>>>w>^>>>P>->1>>\prime >>>(>k>)>>|>]>>T>>>s>$

此外，在等式2中绝对值大于零(0)的抽样指数k中，一组大于阈值的抽样指数如下面等式3。

等式3

$>>>s>k>>=>\{>i>;>>>v>^>>i>\prime >>>(>k>)>>>>>th>CLIP>>,>0>\le >i>\le >P>->1>\}>>s>$

在此，使用等式3估算的纯延迟时间可以用如下面的等式4中的抽样数来表示。

等式4

$>>>>\tau >^>>\prime >>>(>k>)>>=>[>a>>r>i>>g>>max>>i>\in >>s>k>>>>\{>>>V>^>>\prime >>>(>k>)>>\}>]>\times >M>>s>$

为了有利于参考，等式1中，k是抽样指数，是抽取区域中估算的回波路径的自适应滤波器的向量。等式2中，是的绝对值。等式3中，是S_k是元素中的一组下标和上标，零(0)除外。等式4中，是用抽样数量表示已估算纯延迟时间的值。使用等式4的值估算纯延迟时间。

当对应回波路径长度的自适应滤波器的维(dimension)用”L”表示，对应M∶1抽取区域中回波路径的自适应滤波器的维变成为L/M。

在L/M自适应滤波器系数与阈值Tb(Tb+和Tb-)比较后，为了从大于阈值的自适应滤波器系数，即自适应滤波器的有效系数中检测峰值，执行对整个L/M自适应滤波器系数的搜索。此外，当使用有效系数检测到峰值时，自适应滤波器的系数间隔均等地分配成M个抽样，对M-1抽样执行分配的搜索(dividedsearch)。从而，峰值操作量减少。

图5是说明根据本发明较佳实施例使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法的流程图。

首先，时延估算器220以对应抽取乘法器M的每个抽样为单位抽取输入信号S_in(S201)，然后使用抽取的信号估算抽取区域中回波路径，以更新自适应滤波器系数(S202)。在此，自适应滤波器系数在更新的抽样期间不会改变。

然后，时延估算器220取以估算的回波路径的自适应滤波器系数的每个抽样指数为单位的绝对值(S203)，然后，比较每个自适应滤波器系数的绝对值和阈值(S204)。

作为比较的结果，假如每个自适应滤波器系数的绝对值比阈值小，时延估算器重复回到以对应抽取乘法器M的每个抽样为单位抽取输入信号的步骤S201，由此使用已抽取信号估算回波路径，以更新自适应滤波器系数。

此外，作为比较的结果，假如每个自适应滤波器系数的绝对值比阈值大，时延估算器220则确定每个自适应滤波器系数为有效系数，并从各自适应滤波器系数的绝对值大于阈值(S205)的有效系数中检测峰值。时延估算器220以这个方式找到峰值，以判定自适应滤波器是否会聚。在此，由操作员通过几次测试判决阈值。

然后，在下一个抽样期间，把当前有效系数(响应冲击波)分配成M间隔(单位秒)以后，时延估算器220执行分配搜索，由此检测峰值用等式4变成为纯延迟时间(S206)。在此，检测到的峰值被发送到时延余量230。

然后，时延余量230把预定余量，即对应于纯时延分量值和回波分量峰值之间差值的余量，加到对应由时延估算器220检测的峰值的时延中，并由此估算纯延迟时间(S207)。因此，当使用有效系数检测到峰值时，自适应滤波器的系数间隔被均等地分配成M个抽样，针对M-1抽样执行分配地搜索。由此，峰值操作量可被减少。

以这个方式，当输入信号以M∶1的比例抽取输入信号，信号抽取和更新自适应滤波器系数的操作都是以M个抽样为单位实时发生。换句话说，滤波器系数在第M个抽样单位中被更新，然后峰值接受分配搜索，直到执行下一次更新。

自适应滤波器系数被更新一次后，自适应滤波器在下一个抽样期间不被改变(即第(M-1)抽样)。因而，抽取区域中自适应滤波器系数接受针对M个抽样的分配搜索。从而，峰值操作量可以被减少。

此外，那些业内技术熟练人士了解依据本发明使用线路回波抵消器中有效系数估算长延迟时间的方法的实施方式不限于以上描述和各种修改，而是可以以各种方式改变或修改。因此，在本发明实施例上的增加或替换并不能脱离发明的范围和精神。

如上面所述，根据依照本发明使用线路回波抵消器中有效系数来估算长延迟时间的方法，为了解决在采用一种利用自适应滤波器来估算纯延迟时间的方法时，估算结果随着自适应滤波器是否会聚而有所改变的问题，在每个自适应滤波器系数的绝对值大于阈值时从有效系数中寻找到峰值，所以没必要另行确定自适应滤波器是否会聚。

此外，当自适应滤波器在会聚处理过程中，防止不正确地估算纯延迟时间是可能的，且通过分配的搜索可观地减少操量。

而且，在从自适应滤波器系数的绝对值中检测峰值时，通过分配(dividing)检测间隔，能够减少峰值操作量。通过减少纯时延估算时所需要地操作量，能够在多个信道实时被实现时，使用同样的资源容纳更多信道。