对载波信号的幅度和相位误差具有低灵敏度的调制器

摘要

一种调制器包括两个调制单元和一个加法器(412c)。各第一和第二调制单元按照特定调制方案接收并用一组信息信号(IIN，QIN)调制一组载波信号(ILO，QLO)以产生相应的已调分量，第二已调分量(b)包括相对于第一调制分量(a)的信号反相。加法器组合第一(a)和第二(b)已调分量以产生已调信号。各调制单元可包括一对混频器(410a，410b；410c，410d)和一个加法器(412a；412b)。第一混频器(410a)接收并用第一信息信号(IIN)来调制同相载波信号(ILO)。第二混频器(410b)接收并用第二信息信号(QIN)来调制正交载波信号。加法器(412a)接收并组合来自第一和第二混频器的输出以提供已调分量。提供给第一和第二调制单元的信息信号被交换并且可被反相。

说明书

                           发明背景

I.发明领域

本发明涉及通信系统，尤其涉及通信系统的新颖并改进了的正交调制器和解调器。

II.相关技术描述

在许多现代通信系统中，由于其改进的效率和增强的性能，数字传输被使用。数字传输格式的例子包括二进制移相键控(BPSK)、四相移键控(QPSK)、偏移四相移键控(OQPSK)、m进制相移键控(m-PSK)、以及正交幅度调制(QAM)。使用数字传输的通信系统的例子包括码分多址(CDMA)通信系统和高清晰度电视(HDTV)系统。

在典型的数字通信系统中，数字地产生要被发送的信号并以基带进行最初处理。基带处理可包括缓冲、滤波和放大。经处理的基带信号接着被调制成中频(IF)，其中可以执行附加信号处理(即，缓冲、滤波、放大、等等)。经调制和经处理的IF信号被上变频至射频(RF)，进一步被处理和发送。

在接收机处，发出的RF信号被接收、处理(即，放大并滤波)、并且下变频至IF频率(可能或可能不匹配发射机处的IF频率)。然后，用与发射机处使用的调制方案相反的解调方案对IF信号进行解调。

在许多常规发射机和接收机结构中，用模拟电路来执行调制和解调。在通用调制器结构中，基带I和Q信号被提供给一对混频器，这对混频器也分别接收同相载波信号(I LO)和正交载波信号(Q LO)。第一混频器用I信号来调制I LO以产生I已调分量，第二混频器用Q信号调制Q LO以产生Q已调分量。I和Q已调分量然后由加法器组合以产生已调信号。

当适当地产生I LO和Q LO时(即，具有指定限制范围内的幅度和相位误差)，该简化了的调制器提供可接受的性能。这些载波信号一般由模拟电路产生，譬如相移网络或相位分离器，它们总是显示出一些由诸如元件容差、元件不匹配等各种因素引起的误差量。这些载波信号中的幅度和/或相位误差产生非正交(即，信号间不呈90°异相)且幅度不对称的I和Q已调分量。已调分量中的误差会导致锁定并且解调接收到的已调信号的接收机处的性能降级。这种降级可包括差的镜像干扰抑制、载波跟踪回路中的残留相位误差、经解调的I和Q分量间的串话，等等。

因此，对载波信号中的幅度和/或相位误差较不灵敏的调制器和解调器是非常理想的。也期望调制器和解调器对混频器及其它构成这些调制器和解调器的电路中的增益和相位误差较不敏感。

                           发明摘要

本发明提供了其性能比常规结构改进了的调制器和解调器结构。调制器包括两个调制单元。各单元接收并用一组信息信号来调制一组载波信号。到第二单元的信号可被交换并被反相。使用并适当配置两个调制单元能减少对载波信号中幅度和/或相位误差以及对载波信号中的增益和/或相位误差的灵敏度，并且提供改进了的镜像干扰抑制。

本发明的实施例提供了包括四个混频器和两个加法器的调制器。第一混频器接收并用同相信息信号对同相载波信号进行调制以产生第一已调分量。第二混频器接收并用正交信息信号对正交载波信号进行调制以产生第二已调分量。第三混频器接收并用正交信息信号对同相载波信号进行调制以产生包括一信号友相的第三已调分量。第四混频器接收并用同相信息信号对正交载波信号进行调制以产生第四已调分量。第一加法器接收并组合第一和第四已调分量以产生同相已调分量。第二加法器接收并组合第二和第三已调分量以产生正交已调分量。

可以用第三加法器来接收并组合同相和正交已调分量以提供已调信号。信号反相可以通过使提供给第三混频器的同相载波信号或正交信息信号反转而完成。混频器可以用Gilbert单元乘法器来实现。

本发明的另一实施例提供了包括两个调制单元的调制器。第一调制单元按照特定的调制方案接收并用一组信息信号对一组载波信号进行调制，以产生第一已调分量。第二调制单元按照特定的调制方案接收并用一组信息信号对一组载波信号进行调制，以产生第二已调分量，它包括相对于第一调制分量的信号反相。

可以用加法器来组合第一和第二已调分量以产生已调信号。第一和第二调制单元各可用于提供约具有三个信号电平的混频函数。各调制单元可包括一对混频器和一个加法器。第一混频器接收并用第一信息信号对同相载波信号进行调制。第二混频器接收并用第二信息信号对正交载波信号进行调制。加法器接收并组合来自第一和第二混频器的输出以提供已调分量。提供给第一和第二调制单元的信息信号被交换并且也被反相。

本发明的还有一个方面提供了包括一个耦合到信号发生器的调制器的发射机。调制器可用上述的实施例之一来实现。信号发生器包括第一、第二和第三相移网络，第一和第二混频器，以及第一和第二加法器。第一相移网络接收第一中间信号并产生第一同相和正交信号。第一和第二混频器耦合到第一相移网络，并且接收和分别用第二中间信号对第一正交和同相信号进行混频。第二和第三相移网络分别耦合到第一和第二混频器。各相移网络用于接收来自相应混频器的输出并且产生一组经移相的信号。第一和第二加法器耦合到第二和第三相移网络。各加法器用于接收并相加一对经移相的信号，其一来自第二相移网络，另一个来自第三相移网络，从而产生相应的(同相或正交)载波信号。

本发明的还有一个方面提供了包括第一到第四混频器以及第一和第二加法器的解调器。第一和第三混频器接收并用同相载波信号对已调信号进行调制，从而分别提供第一和第三经解调的分量。第二和第四混频器接收并用正交载波信号对已调信号进行解调，从而分别提供第二和第四经解调的分量。第一加法器接收并组合第一和第四经解调的分量以提供同相已解调信号。第二加法器接收并从第二已解调分量中减取第三经解调的分量以提供正交已解调信号。

本发明的还有一方面提供了包括耦合到一对混频器的增益级的解调器。增益级接收已调信号并提供表示已调信号的电流信号。第一混频器接收并用同相载波信号与电流信号混频以提供第一经解调的信号。第二混频器接收并用正交载波信号与电流信号混频以提供第二经解调的信号。第一和第二混频器各可用于提供约有三个信号电平的混频函数。

本发明也提供了根据上述实施例调制和解调信号的方法。

                           附图简述

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中：

图1示出发射机一实施例的简化框图，它用两个变频级来执行正交调制(如，QPSK和OQPSK)；

图2示出发射机一实施例的简化框图，它用单个变频级来执行直接正交调制；

图3A示出常规正交调制器的实施例框图；

图3B示出用Gilbert单元混频器实现的常规正交调制器的实施例示意图；

图4示出本发明的正交调制器的实施例框图；

图5示出本发明的正交调制器的特定实现的框图；

图6A示出Gilbert单元乘法器的特定实施例示意图；

图6B示出跨导放大器的特定实施例示意图，它接收输入电压信号并产生输出电流信号；

图7A示出常规调制器中镜像干扰抑制相对增益误差的曲线；

图7B示出图4所示调制器中镜像干扰抑制相对增益误差的曲线；

图8和9示出正交解调器的两个实施例的框图；

图10示出混频函数M_I(t)和M_Q(t)的曲线。

                      特定实施例的详细描述

图1示出发射机100的实施例的简化框图，它用两个变频级来执行正交调制(如，QPSK和OQPSK)。数字处理器110产生数据、编码并调制该数据、并将经数字处理的数据转化为同相(I)信号和正交(Q)信号。基带I和Q信号分别被提供给一对低通滤波器122a和122b，它们执行(即，匹配)基带信号的滤波并将经滤波的I和Q信号提供给调制器130。调制器130也接收来自相位分离器126的同相载波信号(I LO)和正交载波信号(Q LO)，并用基带信号调制载波信号以产生中频(IF)的已调信号。来自调制器130的IF已调信号被提供给缓冲器132，缓冲器132缓冲IF信号并激励带通滤波器134。滤波器134对IF信号滤波以便消除带外噪声以及不希望的信号和镜像频率。

经滤波的IF信号被提供给缓冲器136，缓冲器136缓冲该信号并激励混频器138。混频器138也接收射频(RF LO)的载波信号，并用RF LO将经缓冲的信号上变频以产生RF信号。RF信号被提供给可变增益放大器(VGA)142，它用由来自增益控制电路(未示出)的增益控制信号确定的增益放大该信号。经放大的RF信号被提供给功率放大器(PA)144，它提供所需的信号激励。PA 144的输出通过隔离器和天线共用器耦合到天线(所有这三种元件均未在图1中示出)。

图2示出发射机200的实施例的简化框图，它用单个变频级来执行直接正交调制。数字处理器210产生数据、编码并调制该数据，并将经数字处理的数据转化成I信号和Q信号，该处理器类似图1中的处理器110。基带I和Q信号分别被提供给一对缓冲器222a和222b，它们缓冲该信号并将经缓冲的基带信号提供给调制器230。调制器230也接收来自LO发生器240的同相载波信号(I LO)和正交载波信号(Q LO)并用基带信号调制载波信号以产生RF已调信号。在一实施例中，I LO和Q LO从两个频率(如，IF LO和RF LO)处的载波信号中产生。RF已调信号被提供给VGA 250，它用由增益控制信号(未示出)确定的增益来放大该信号。经放大的RF信号被提供给激励天线的PA 252。

可以对图1和2中所示的发射机实施例作出各种修改。例如，可以将发送信号通道设计成包括较少或附加的缓冲器和放大器级、较少或附加的滤波器级，及其它电路。举例来说，可以在图2中的调制器之后提供滤波器来滤除寄生信号。而且，发送信号通道中的元件可以不同布局被排列。在特定的实现中，从数字处理器到PA的发送信号通道在一个或多个集成电路内实现，然而也可以使用分立元件。

图3A示出常规正交调制器300的实施例框图。调制器300可以用作图1和2中相应的调制器130和230。在调制器300内，同相信息信号I_IN被提供给混频器310a，正交信息信号Q_IN被提供给混频器310b。同相和正交信号I_IN和Q_IN是I和Q信号经处理的形式。混频器310a和310b也分别接收载波信号I LO和Q LO。各混频器用信息信号调制载波信号以产生已调分量。来自混频器310a和310b的同相和正交已调分量分别被提供给加法器312，加法器312组合这些分量以产生已调信号。

图3B示出用Gilbert单元混频器实现的常规正交调制器320的实施例示意图。调制器320是图3A中调制器300的特定实现。混频器310a和310b分别用Gilbert单元混频器330a和330b实现，加法器312通过交叉耦合Gilbert单元混频器的集电极输出而实现。表示同相和正交信号I_IN和Q_IN的电流分别由耦合到混频器330a和330b的相应电流源334a和334b来提供。来自调制器320的差分输出电流I_OUT可表示为：

   I_OUT＝2M_I，G(t)·Δi+2M_Q，G(t)·Δq      公式(1)其中

Δi是与同相信息信号I_IN有关的差分电流{Δi＝α(I_IN+-I_IN-)/2}；

Δq是与正交信息信号Q_IN有关的差分电流{Δq＝α(Q_IN+-Q_IN-)/2}；

α是与电流源334的跨导增益有关的常数；以及

M_I，G(t)和M_Q，G(t)是Gilbert单元混频函数，它们可表示为：

$$ >>>M>>I>,>G>>>>(>t>)>>=>tanh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>>$$

                       公式(2)

$$ >>>M>>Q>,>G>>>>(>t>)>>=>tanh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>>$$

                       公式(3)

对于远大于2V_T的I LO和Q LO而言，M_I，G(t)和M_Q，G(t)类似移位90度的方波，M_I，G(t)超前M_Q，G(t)90度。

图3A的简化调制器结构对于载波信号中的幅度和相位误差敏感，这导致I和Q已调分量间的串话。在调制器300中，任何两个载波信号间的相位误差(即，理想为90°)被直接反映为已调分量中的相位误差。例如，如果I和Q信号的相位差为90+y度，其中y表示相位误差，则I和Q已调分量的相位差也是90+y度并且包括相位误差y。在实际实现中，载波信号被限制(如，限幅)以减少幅度失配和变化。调制器300也对混频器自身的增益和相位误差敏感，这以与载波信号中幅度和相位误差相同的方式使已调信号降级。例如，混频器中百分之x的增益误差(或y度的相位误差)相当于载波信号中百分之x的幅度误差(或，y度的相位误差)，其中x和y可能并非线性相关。在调制器300中，混频器中的增益或幅度误差同样地(且直接地)影响已调分量的幅度和相位。

图4示出正交调制器400的实施例框图。调制器400可以用来实现图1和2中相应的调制器130和230。在调制器400内，同相信息信号I_IN被提供给混频器410a和410d，正交信息信号Q_IN被提供给混频器410b，经反相的正交信息信号-Q_IN被提供给混频器410c。各混频器410a和410c也接收同相载波信号ILO，各混频器410b和410d也接收同相载波信号Q LO。各混频器用信息信号调制载波信号以产生已调分量。特别地，混频器410a用同相信号I_IN调制I LO以产生第一已调分量，混频器410b用正交信号Q_IN调制Q LO以产生第二已调分量，混频器410c用反相正交信号-Q_IN调制I LO以产生第三已调分量，混频器410d用同相信号I_IN调制Q LO以产生第四已调分量。第一和第二已调分量由加法器412a组合以产生第一(即左边的)调制单元的已调输出，第三和第四已调分量由加法器412b组合以产生第二(即右边的)调制单元的已调输出。两个调制单元的输出由加法器412c组合以产生已调信号。

调制器400可被视作包括两个调制单元和一个加法器。一个调制单元包括混频器410a和410b以及加法器412a，而另一个调制单元包括混频器410c和410d以及加法器412b。各调制单元接收一组信息信号(如I_IN和Q_IN)和一组载波信号(如，I LO和Q LO)，并且按照特定调制方案(如，QPSK)用信息信号来调制载波信号。进入第二调制单元内混频器的信息信号被交换，Q信号或I LO也被反相，相对的进入第一调制单元内混频器的信息信号也被同样处理。这样，各调制单元产生不同的已调分量。

在图4所示的特定调制器实施例中，第二调制单元接收分别用于调制Q LO和I LO的信息信号I_IN和-Q_IN。这与第一调制单元不同，第一调制单元接收分别用于调制I LO和Q LO的信息信号I_IN和Q_IN。来自第一和第二调制单元的已调分量被提供给加法器并由其组合以产生已调信号。

可以对图4所示的特定实施例作出各种修改。例如，可以使进入混频器410c的I LO反相，而非正交信号Q_IN。而且，可以将第二调制单元设计成接收非反相的信息和载波信号，并且内部执行信号反相。例如，第二调制单元可以在混频器410c之前内部反相获正交信号Q_IN或I LO，或者可以反相混频器410c的输出。在用差分信号实现调制器时，可以通过简单地交换差分信号线来容易地实现载波信号、信息信号或混频器输出的反相。

图4所示调制器400的特定实施例能执行正交调制(如，QPSK或OQPSK，取决于信息信号I_IN和Q_IN的定时对准)。本发明可以扩展到其它调制方案(如，BPSK、PSK等等)。一般而言，提供了两个调制单元。一个单元按照特定调制方案用信息信号调制载波信号。另一个单元接收信息和载波信号、根据需要执行适当的信号交换和反相、并且按照该特定调制方案用信息信号来调制载波信号。然后，来自两个调制单元的已调分量被组合以产生已调信号。

图4也示出LO发生器440的特定实施例的框图，它可以结合本发明的调制器而被使用。LO发生器440可以用作图2中的LO发生器240。在LO发生器440内，IF载波信号(IF LO)被提供给提供两个互为正交的输出载波信号的相移网络450，即一个载波信号相对于另一载波信号的相位差为90度。来自移相电路450的同相和正交输出分别被提供给混频器452b和452a。各混频器452也接收RF载波信号(RF LO)并且混频这两个接收到的载波信号。来自混频器452a和452b的输出分别被提供给相移网络460a和460b。各相移网络460产生输入信号的同相分量和正交分量相加。来自相移网络460a和460b的输出被交叉耦合并被提供给加法器462a和462b。加法器462a接收并将来自相移网络460a的同相分量和来自相移网络460b的正交分量，以产生同相载波信号I LO。加法器462b接收并从来自相移网络460b的同相分量中减去来自相移网络460a的正交分量，以产生正交载波信号Q LO。

如果RL LO被表示为sin(ω_RF)且IF LO被表示为cos(ω_IF)，则I LO和Q LO可表示为：

I LO＝cos(ω_RF-ω_IF)    公式(4)

Q LO＝sin(ω_RF-ω_IF)    公式(5)

本发明的调制器和解调器也可以使用其它LO发生器。例如，本发明可以结合美国专利号为5412351、题为“Quadrature Local Oscillator Network”的专利中描述的LO发生器而使用。

图5示出本发明的正交调制器500的实施例框图。调制器500是图4中调制器400的一种实现。混频器510a到510d对应于图4中的混频器410a到410d。

在调制器500内，由提供与同相信号I_IN成比例的电流的电流源508a来提供同相信息信号I_IN。该电流源可以是接收输入电压信号并产生输出电流信号的跨导电路的一部分。由提供与正交信号Q_IN成比例的电流的电流源508b来提供正交信息信号Q_IN。如图5所示，各电流源508提供一个差分输出(电流)信号。

差分同相载波信号I LO被提供给混频器510a和510c的输入，差分正交载波信号Q LO被提供给混频器510b和510d的输入。混频器510a和510d也耦合到电流源508a，混频器510b和510c也耦合到电流源508b。可以注意到，为了提供信号反相，混频器510c和电流源508b之间的差分信号线被交换。特别地，与I_IN有关的电流信号不经过反相而被提供给混频器510a和510d，而与Q_IN有关的电流信号不经过反相而被提供给混频器510b而经过反相被提供给混频器510c。

各混频器510对信息和载波信号混频以产生差分输出电流信号。对于具有电流输出的混频器510而言，加法操作可以通过将适当的信号线耦合在一起来实现。这样，来自混频器510a和510d的输出可以方便地耦合在一起以形成同相已调分量I_RF，来自混频器510b和510c的输出可以方便地耦合在一起以形成正交已调分量Q_RF。对于某些调制器实现而言，已调信号I_RF和Q_RF被用作调制器输出信号。对于某些其它调制器实现而言，同相和正交已调分量被组合，以形成来自调制器的已调信号I_MOD。缓冲器520接收并缓冲电流信号，并且也被设计成将差分电流信号转化成差分电压信号V_OUT。

对于用双极型晶体管实现的混频器而言，来自调制器500的已调信号可表示为：

I_MOD＝I_RF+Q_RF                    公式(6)

I_RF＝2Δi·M_I(t)+2Δq·M_Q(t)    公式(7)

Q_RF＝2Δi·M_Q(t)-2Δq·M₁(t)    公式(8)

其中

I_MOD是表示已调信号的输出电流；

I_RF是I已调分量；

Q_RF是Q已调分量；

Δi是与同相信息信号I_IN有关的差分电流{Δi＝α(I_IN+-I_IN-)/2}；

Δq是与正交信息信号Q_IN有关的差分电流{Δq＝α(Q_IN+-Q_IN-)/2}；

α是与电流源508的跨导增益有关的常数；

M_I(t)是I信道混频函数；以及

M_Q(t)是Q信道混频函数。

电流源508a耦合到混频器510a和510d，电流源508b耦合到混频器510b和510c，M_I(t)和M_Q(t)可表示为：

$$ >>>M>I>>>(>t>)>>=>>>sinh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>>>cosh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>+>cosh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>>>>$$

                          公式(9)

$$ >>>M>Q>>>(>t>)>>=>>>sinh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>>>cosh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>+>cosh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>>>>$$

                          公式(10)

I_MOD可表示为：

$$ >>>I>MOD>>=>>>2>\Delta i>[>sinh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>+>sinh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>]>+>2>\Delta q>[>sinh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>->sinh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>]>>>cosh>>(>>ILO>>2>>V>T>>>>)>>+>cosh>>(>>QLO>>2>>V>T>>>>)>>>>>$$

                          公式(11)

公式(11)包括四个“双曲正弦”项，第一到第四双曲正弦项分别由混频器510a、510b、510c和510d产生。

调制器500包括两个调制单元。一个调制单元包括混频器510a和510b，另一个调制单元包括混频器510c和510d。电流源508a和508b提供表示信息信号的电流。各电流源508耦合到两个调制单元的每一个中的一个混频器。两个调制单元提供两个互为正交的单边带(SSB)输出(即，两个已调分量)。各SSB输出具有改进的镜像干扰抑制性能，它部分由公式(9)和(10)所示的混频函数M_I(t)和M_Q(t)来提供。SSB输出可被相加以提供已调信号。

图10示出混频函数M_I(t)和M_Q(t)的曲线。可以注意到，当载波信号的幅度远大于2V_T时(即，I LO和Q LO＞＞2V_T)，混频函数具有约三个信号电平。随着信号电平的减小，混频函数类似正弦曲线。

调制器500以下列方式工作。各信息信号I_IN和Q_IN控制相应的电流源。流经每个电流源的电流根据相应的信息信号值而改变。当载波信号相位变化时，流经每个电流源的电流从一个调制单元中的混频器被有效地转向到另一调制单元中的混频器，造成混频器被交替地开启或关闭(即，每隔90度)。这产生具有三个信号电平的混频函数，而非常规混频器的两个信号电平。电流的转向减少了调制器对载波信号的开关边沿的灵敏度。

在图5所示的实现中，载波信号被提供给混频器的输入。载波信号控制混频器的开关并且应具有能开关混频器的足够幅度。实际上，可以通过加重载波信号的开关边沿而获得对高达上限的相位误差的灵敏度的减少。

图6A示出Gilbert单元乘法器(或混频器)610的特定实施例的示意图。混频器610是图5中混频器510的特定实现并且包括一对交叉耦合的差分放大器。第一差分放大器包括晶体管612a和612b，它们的基极分别耦合到载波信号LO+和LO-，且它们的射极也耦合在一起。同样，第二差分放大器包括晶体管612c和612d，它们的基极分别耦合到载波信号LO-和LO+，且它们的射极也耦合在一起。差分载波信号LO+和LO-对应于图5中的任一同相载波信号I LO或正交载波信号Q LO。

晶体管612a和612b的射极耦合到提供电流信号I_CS-的电流源，晶体管612c和612d的射极耦合到提供电流信号I_CS+的电流源。晶体管612a和612c的集电极耦合在一起并形成混频器输出OUT-，晶体管612b和612d的集电极耦合在一起并形成混频器输出OUT+。混频器610的六个输入和输出各被适当标记为或(+)或(-)端，相应于图5所示的(+)和(-)标志。混频器610起到与本领域已知的Gilbert单元乘法器类似的作用。

图6B示出跨导放大器608的特定实施例的框图，它接收输入电压信号并产生输出电流信号。放大器608是图5中电流源508的特定实现。放大器608包括用作差分放大器的晶体管614a和614b，并且它们的射极耦合在一起并接电路地。晶体管614a和614b的基极分别耦合到信息信号IN+和IN-。信号IN可以是图5中的同相或正交信息信号I_IN或Q_IN。晶体管614a和614b的集电极分别提供输出电流信号I_CS-和I_CS+。差分电流信号被提供给混频器。图5中，可以注意到，混频器510c和电流源508b之间的互连被交换，以产生反相的正交信息信号-Q_IN。

混频器610和跨导放大器608提供混频器510和电流源508的一种实现。其它实现方式也可被设计并且在本发明的范围内。跨导放大器608一般具有非线性的传输函数。在某些实现方式中，可以用数字到模拟转换器(DAC)来提供线性电流。一个DAC可用于各电流源508a和508b，并会直接耦合到相关混频器510。混频器也可以被实现为单平衡或双平衡二极管混频器，这在本领域中众所周知。为了改进的性能，混频函数一般与特定的混频器实现匹配。

本发明的调制器结构提供了比常规调制器结构改进了的性能和许多优点。改进包括对载波信号中幅度和相位误差的较小灵敏度，以及对混频器中增益和相位误差的较小灵敏度。下面描述了某些优点。

首先，本发明的调制器结构比常规调制器结构更能容忍幅度和相位误差。

其次，本发明的调制器通过使用改进的混频函数为单边带(SSB)调制提供了改进的镜像干扰抑制。在某些应用中，SSB调制是优选的并且要求的。一般而言，用于调制载波信号的信息信号包括正的频谱分量以及负的频率。当用这些信息信号(即，用图3A中的调制器300)调制载波信号时，镜像干扰出现在频率和与频率差处，产生双边带(DSB)已调信号。本发明的调制器提供了两个SSB已调分量(即，各来自一个调制单元)。各I和Q已调分量都具有良好的镜像干扰抑制。

图7A示出常规调制器中镜像干扰抑制相对增益误差的曲线。该常规调制器包括一对混频器，与图3A中的调制器300类似。常规调制器提供约为26dB的镜像干扰抑制，5.7度的相位误差，并且无增益误差。镜像干扰抑制改进到约为30dB的镜像干扰抑制，3.4度的相位误差，并且无增益误差。在6％的增益误差处，对于5.7和3.4度的相位误差，镜像干扰抑制分别约为25dB和28dB。

图7B示出调制器400镜像干扰抑制相对增益误差的曲线。调制器400提供大于50dB的镜像干扰抑制，0到16度的相位误差，并且无增益误差。在6％的增益误差处，对于0到16度之间的相位误差，镜像干扰抑制约为30dB。

第三，本发明的调制器结构提供经解调的I和Q信号间减少了的串话。对于正交调制，使用同相和正交信息信号来分别产生同相和正交已调分量，它们被组合以形成已调信号。在接收机处，为了将已调信号分解成同相和正交信号(分别对应于同相和正交信息信号)，使用同相载波信号和正交载波信号(在接收机处产生)对已调信号进行解调。对于用理想解调器解调的理想已调信号而言，经解调的同相信号不包括任何正交分量，而且经解调的正交信号不包括任何同相分量。然而，可以示出，已调信号中的任何幅度和/或相位误差都会产生接收机处的I-Q串话、或者包含一些正交分量的经解调的同相信号，反之亦然。本发明的调制器结构有效地减少了由幅度和相位误差引起的已调信号中的降级，从而在接收机处产生较少的串话。

为了简洁，本发明用发射机内的正交调制器来描述。本发明也可以应用于其它类型的调制器，譬如PSK和QAM调制器等等。本发明也可以包含在接收RF已调信号并解调该信号以产生经解调的信号的解调器中。

图8示出正交解调器800的实施例框图。在解调器800内，已调信号被提供给缓冲并放大该信号的放大器806。经放大的信号被提供给信号分离器808，它提供具有大致相同幅度和相位的四个输出信号。这四个信号被提供给混频器810a到810d。各混频器810a和810c也接收同相载波信号I LO，而各混频器810b和810d也接收正交载波信号Q LO。各混频器用载波信号对已调信号进行解调以提供经解调的分量。来自混频器810a和810d的经解调的分量由加法器814a组合以产生同相经解调的输出I_OUT。来自混频器810c的经解调分量由加法器814b从来自混频器810d的经解调分量中被减去，以产生正交经解调的输出Q_OUT。经解调的输出I_OUT和Q_OUT对应于发射机处的同相和正交信号I_IN和Q_IN。

图9示出正交解调器900的另一实施例框图。在解调器900内，已调信号被提供给提供差分输出电流I_in的增益级906。增益级906可被实现为跨导放大器、电流源、或其它输出阻抗远大于Gilbert单元混频器的输入阻抗的电路。增益级906的输出耦合到各混频器910a和910b的一个输入端。混频器910a也接收同相载波信号I LO，混频器910b也接收正交载波信号Q LO。同相I_OUT和正交Q_OUT经解调的分量可以表示为：

I_OUT＝M_I(t)·I_in                  公式(12)

Q_OUT＝M_Q(t)·I_in                  公式(13)其中M_I(t)和M_Q(t)是上面公式(9)和(10)中定义的混频函数。

已经对于调制器和解调器说明了本发明。本发明也可被包含在上变频器内，它将信号从一个频率上变频至另一个频率。本发明也可被包含在下变频器内，它将RF信号从较高的频率下变频至较低的频率。下变频器可以类似于解调器而实现。

这里用到的载波信号是指被承载信息的信号调制的信号。载波信号可以用各种波形来实现，包括正弦波、方波、三角波等等。载波信号可包括多个频率分量(譬如对于方波)，其中一个频率分量被指定为大部分已调信号所处的基频分量。

调制器可以用“堆栈”电路拓扑结构或“级联”电路拓扑结构来实现。堆栈电路拓扑结构(即，图5中的调制器500)可以消耗较少的功率，这在如蜂窝电话应用中尤其具有优势。级联拓扑结构可以用于如具有低电源电压的应用中。

本发明已经用使用双极型结型晶体管(BJT)的电路(如，Gilbert单元混频器)来说明。本发明也可以用其它器件来实现，包括FET、MOSFET、MESFET、HBT、P-HEMT等等。这里所用的“晶体管”一般是指任何有源器件，不仅限于BJT。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。