基于DMT的DSL调制解调器中传递数据的系统和方法

摘要

本发明公开了一种在数字用户线路(DSL)系统中用于改善数据传输的系统及方法。发送机(100)判断逆傅里叶变换(IFT)(102)输出的谱是否是以预定的标准长度IFT的时钟为周期，并将此信息传送给接收机。根据这个信息，如果需要，则接收机对FT进行调整。事实上，根据发送机IFT的长度，接收机调整它的信号处理算法，对接收到的信号进行有效处理。在这种方式下，传输性能得到提高。

说明书

技术领域

本发明总的来说涉及到DSL技术，具体而言涉及到在DMT通信系统中改善数据传输质量的方法。

背景技术

众所周知，目前，对于某些遵循G.992.1及G.992.2标准进行工作的调制解调器而言，实现的发送机中，逆快速傅里叶变换(IFFT)的长度要比标准中规定的长。在这些调制解调器中，发送机可以用在上行(US)方向上或下行(DS)方向上，或者在双向使用。做出这种决定的因素有许多。例如，对于上行信道而言，标准的IFFT的规模为64点。然而，由于两个原因，有理由使用超过64点的IFFT。第一个原因是，由于下行信道需要更长的FFT，从而需要与下行信道对称的硬件。第二个原因是，采用相同的数据链路，更易于实现G.992.1及G.992.2标准中的不同附加标准。

即使使用了更长的IFFT，也无法在调制解调器之间协调工作，这可能影响到它们的性能，特别是在短回路中尤为如此。实验室中的测试表明，在短回路中，如果发送机中使用了与标准建议的长度不同的IFFT，数据速率将会有大约25～30％的损失。

因此，需要这样的系统和方法：在它的发送机中可以使用长度超过标准中规定的IFFT，却不会造成数据速率的损失。本发明的目标就是消除或者减轻上述的至少某些缺点。

发明内容

根据本发明的一个方面，在基于离散多频音(DMT)的数字用户线路(DSL)系统中，提供了改善数据传输的系统及方法。发送机中包括逆傅里叶变换(IFT)，用于对数据进行调制；接收机中包括傅里叶变换(FT)，用于对数据进行解调。发送机判断IFT输出的谱是否以预定的标准长度IFT的时钟为周期。在开始数据传输之前，发送机将判断结果传送给接收机。如果判断出所得的谱不是以预定的标准长度IFT的时钟为周期，则接收机对FT进行调整。

附图简要说明

参考后面的附图，以示例方式对本发明的一个实施例进行说明，

其中：

图1a为使用N点IFFT的发送机的方块图；

图1b为使用2N点IFFT的发送机的方块图；

图2a为表示滤波器h(k)的幅频响应的示意图；

图2b为表示滤波器h(k)的脉冲响应的示意图；

图3为图1a所示的系统的输出信号的示意图；

图4为图1a与b所示的系统的输出信号之间的差异的示意图；

图5为图4所示的图形中的频率分布的示意图；

图6a为对从图1a所示的IFFT进行上采样得到的信号的频谱图；

图6b为从图1b所示的IFFT采样出的信号的频谱图；

优选实施例的具体说明

为了说明问题的方便，在附图中，相同的符号代表相同的结构。参见图1a，用标号100对使用标准长度IFFT的发送机的概念模型进行一般说明。变换器102连接到前缀相加器104，前缀相加器104连接到上采样器106，上采样器106连接到滤波器h(k)。变换器的作用是对N个正交调幅(QAM)每码元(per-tone symbols)执行N点IFFT，将符号变换至时域以进行传送。在传送码元之前，前缀相加器104在信号上添加循环前缀CP，以提供“保障时间”。滤波器h(k)表示信道和发送前端滤波器，为了进行示意，将它们合并到一个滤波器中。以变换器频率的二倍作为采样频率，对滤波器的脉冲响应进行采样。因此，需要上采样器106对前缀相加器104的输出进行上采样，以符合滤波器h(k)的采样频率。

参见图1b，用标号150对使用加倍长度IFFT的发送机的概念模型进行一般说明。与图1a所示的系统类似，变换器152连接到前缀相加器154，前缀相加器154连接到滤波器h(k)。变换器的作用是对接收到的2N个DMT码元执行2N点IFFT，将码元变换至时域以进行传送。在传送码元之前，前缀相加器154在信号上添加循环前缀CP。由于变换器是对2N个QAM码元执行的操作，前缀相加器154所添加的循环前缀的长度应该是图1a中所述(前缀长度的)二倍。滤波器h(k)与图1中所示的相同。然而，用与变换器频率相同的采样频率对滤波器的脉冲响应进行采样。因此，对于本实例，无需使用上采样器106。

参见上述的图1a及1b，对两种实现方法进行了说明，在传送恒定的QAM码元(类似REVERB DMT码元)时，二者产生了相同的信号，在时域显示(showtime)的方式下，将看到产生的两个信号是不同的。如果对重复频谱执行IFFT，也就是说，1到32位为普通(normal)频谱，从33到64位为频谱的共轭，然后从65位到128位进行重复，则在相应的时域信号中，每隔一个采样就会被置零。然而，如果不用重复频谱进行IFFT，也就是说，第1到32位是频谱，第33到96位是零，而低97到128位是频谱的共轭，则在相应的时域信号中，不出现每隔一个采样就会置零的情况。相反地，如何采样由IFFT决定。如果将这些信号送入信道(在此用发送滤波器h(k)表示)进行传送，则其瞬态响应会有差异。因此，在时域显示时，如果相邻的码元中包括由于调制方法导致的不同信号时，则会在码元的边界处出现不同。对于正弦波输入，其稳态响应为具有相同频率、不同幅值和相位的正弦波。在反射(REVERB)过程中，发送一个连续正弦波。因此，在瞬态过程消失后，稳态响应为与IFFT长度无关的另一个正弦波。

为了说明这一点，介绍了一个与上行信道相关的实例。具体而言，上行信道的采样频率为552kHz，其频率响应及冲击响应分别用图2a及2b进行示意。在此实例中，将信道设计为6阶契比雪夫二型带通滤波器，带外衰减为30-dB。对于如图1a所示的系统，IFFT为64点，循环前缀CP具有4个采样值。对于如图1b所示的系统，IFFT为128点，循环前缀CP具有8个采样值。

为了简化说明，假设只发送了一个位，位12。则用两个相邻的DMT码元来传送QAM信号1+j及-1-j。参见图3，表示图1a介绍的系统的输出信号。如图1b介绍的系统的输出信号未被画出，这是因为它与图3非常类似。参见图4，表示如图1a及1b所述的系统的输出信号之间的差异。如图所示，两个输出信号之间的差别很小，而且集中于循环前缀CP区域402周围。

参见图5，表示如图4所示的图形的频率分布。再参见图1a，以552kHz的速率对滤波器h(k)进行采样。64点IFFT在频率276kHz下进行工作，因此，它的奈奎斯特频率为138kHz。因此，可能希望图1a及1b的输出之间的差异都发生在138kHz之上。然而，从频率分布图上可以清楚地得知，图1a及1b两个系统间的误差信号仍然包含低于138kHz的分量。可以用这个差异来解释(所导致的)数据速率损失。

为了克服这些误差，在用户前段(ATU-R)放置调制解调器，在远程终端或中心办公室(ATU-C)放置调制解调器，在两个调制解调器之间进行信息交换。在G.hs(或握手)期间交换信息，以便让接收机知道所发送的信号是如何产生的。从而，接收机可以调整它的信号处理算法，以便对接收到的信号进行适当的处理。也就是说，在调制解调器初始化阶段，在发送机与接收机之间交换有关IFFT长度的信息。接收机调整它的信号处理算法，从而根据发送机IFFT的长度，对接收到的信号进行适当的处理。具体而言，FFT的长度与时钟要与IFFT的长度与时钟匹配。而且，时域均衡器(TDEQ)的工作时钟频率较高，与FFT的时钟频率一致。将在下文中对这个概念进行更详细的说明。

参见图6a，表示从如图1a所示的64点IFFT得到的上采样信号的谱。由图可见，在基带(0到138kHz)上有一个图形，在奈奎斯特频率之上的第一个频带(138kHz到256kHz)内有一个图形，表示基带的复共轭。为了兼顾h(k)，由于对64点IFFT进行上采样，在接下来的两个频带内(256kHz到414kHz以及414kHz到552kHz)出现了附加的图形。

参见图6b，表示从如图1b所示的128点IFFT信号的谱。在这个128点IFFT的具体实例中，没有利用图形的重建。由图可见，在基带(0到138kHz)上有一个图形。而且，由于128点IFFT工作在552kHz上，在高频带(414kHz到552kHz)内有一个图形，表示基带的复共轭。在中间的频带(138kHz到256kHz及256kHz到414kHz)内没有出现其它图形。

在本实施例中，发送机可以通知接收机是否发送已经产生的信号图形，其周期与标准长度的IFFT的时钟相等。发送机还向接收机通知IFFT的长度。如果图形的周期是标准长度的IFFT的时钟，则接收机使用标准长度的FFT进行解调。否则，根据IFFT的长度，接收机使用较长的FFT。由于标准长度IFFT的周期为276kHz，图6a中表示的谱符合这种情况，而图6b表示的谱不符合。因此，对于图6a所示的情况，接收机使用64点FFT对接收到的信号进行解调；对于图6b所示的情况，接收机使用128点FFT对接收到的信号进行解调。理想情况下，对于后一种情况，FFT的长度应该与IFFT的长度匹配，尽管在一般的实际情况下，双倍长度的FFT已经足够了。

在一个替代实施例中，128点IFFT中包含一个图形恢复器。图形恢复器可以在图6b中添加丢失的信号图形，从而使频谱与图6a所示的图形类似。尽管使用的是128点IFFT，在接收机仍可能是用标准长度的FFT对信号进行解调。因此，无论IFFT的长度是多少，如果传送的谱与图6a所示的图形类似，则接收机使用标准长度的FFT。

在另一个替代实施例中，为了充分接近使用标准长度IFFT进行传送的信号，只需要高于奈奎斯特频率的第一个图形。因此，只需要对与高于奈奎斯特频率的第一个图形有关的信息进行交换。如图6a所示，高于奈奎斯特频率的第一个图形位于138kHz与276kHz之间。在图6b中，高于奈奎斯特频率的第一个图形位于276kHz与414kHz之间。这部分谱中，或者用零填充，或者包含了基带信号的复共轭图形。对于高于奈奎斯特频率的部分用零进行填充的情况，这表明发送机中使用了超过标准长度IFFT，而且IFFT中没有进行图形恢复。因此，接收机中使用超过标准长度的FFT。如前所述，FFT的长度最好能够与IFFT的长度对应，但是双倍长度的FFT已经足够。

对于奈奎斯特频率之上的部分包含基带信号的复共轭图形的情况，这表明发送机中使用了标准长度的IFFT，或者使用了超过标准长度的IFFT并进行图形恢复。因此，接收机中使用标准长度的FFT。

如前所述，在接收机均衡器被调整好之前，对所需要的信息进行交换。因此，将G.hs选择为交换信息的优选。用一个参数块对高于奈奎斯特频率的发送信号的图形类型进行说明。参数块中包括8个位。在八个位中，位码的结构是：第6位到第3位表示N的值，其中N为IFFT的点数，第2位和第1位对高于奈奎斯特频率的发送信号的图形进行定义。下面将对此结构进行更详细的说明。

将第6位到第3位定义为n。也就是说，(b6b5b4b3)＝n，其中，b6代表第6位，b5代表第5位，b4代表第4位，b3代表第3位。如果1≤n≤15，则N＝2ⁿ。因此，如果接收机需要根据IFFT来调整FFT的长度，它就应知道IFFT的长度。如果n＝0，则N不是2的乘幂。尽管在N并非是2的乘幂时，不鼓励使用IFFT，仍可以将它作为一种选择。如果n＝0，接收机使用的FFT的输入N最好为与IFFT长度最接近的2的乘幂。在这种情况下，为了发送IFFT的长度，可能需要一个附字段(field)。如果b2b1＝01，其中b2代表第2位，b1代表第1位，则在高于奈奎斯特频率的频带中出现了基带信号的复共轭，接收机中使用标准长度的FFT。如果b2b2＝10，则高于奈奎斯特频率的频带用零进行填充，接收机中使用长度为N的FFT。b2b1＝00时为特殊情况，例如在发送机中使用了少于标准长度的IFFT。通常不鼓励这种情况，但是也可以作为一种选择。将b2b1＝11的情况予以保留，从而使不同的厂商使用专有技术来实现本发明。根据厂商实现系统的方式，接收机对这种情况的响应结果不同。

因此，在数据在调制解调器间交换之前，通知接收机有关发送机如何对数据进行调制的信息。如果需要，根据发送机的情况调整接收机，从而减少了数据速率的损失，并改善了数据传输的整体操作性能。

尽管利用特定的具体实施例对本发明进行了说明，对于本领域内的技术人员，所做的不同改变是显而易见的，且不背离权利要求中指出的本发明的精神和范围。