表面声波元件和使用该元件的双工器

摘要

一种表面声波元件，该表面声波元件包括呈梯形布置在一个压电基片上的表面声波(SAW)共振器，从表面声波元件的输入侧观察的第一级的串联臂共振器的共振频率fs1和所有剩余串联臂SAW共振器的平均共振频率fsav满足1.00fsav＞fs1≥0.99fsav。

说明书

相关申请的引用

本发明以2001.12.14在日本申请的日本申请No.2001-382058为基础并要求关于该申请的优选权，并且该申请作为参考被结合进来。

技术领域

本发明总体上涉及表面声波元件，并且更具体地，涉及适合用作移动通信装置的射频部分中的滤波器的表面声波元件，其中，这样的滤波器需要具有高级滤波器(advanced filter)带通特性，特别是较高的击穿功率和改善的通带形状因数。另外，本发明涉及一种采用上述表面声波元件的双工器。

背景技术

通常用作SAW滤波器的表面声波元件(SAW元件)已经被广泛应用于移动通信装置例如蜂窝式电话。特别地，近年来，为了缩小尺寸、降低移动通信装置的厚度，用SAW元件代替用于将发送和接收信号相互分开的电介质型天线双工器的开发已经相当活跃。要利用SAW技术发展天线双工器，主要的是要改善SAW元件的击穿功率和通带形状因数。这种改进的原因如下面所述。首先，天线双工器被置于紧靠天线之前，并且有被放大的高功率通过该双工器。如果SAW元件不具有足够的击穿功率，则可能被毁坏。其次，最近的移动通信系统采用相互非常接近的发射波段和接收波段。为了防止发送波段和接收波段之间的串扰，各通带具有陡峭的前/后沿。如上所述，为了用SAW技术实现天线双工器，必须改善SAW元件的击穿功率和通带的形状因数。

存在两种改善SAW元件的击穿功率的途径。第一种途径是改进激励SAW的叉指式换能器的材料。第二种途径是改进包含有叉指式换能器的电极的设计。第一种途径例如在日本未审专利公开Nos.5-90268和4-288718中被公开。

第二种途径例如在日本未审专利申请No.10-303698中被公开，其中分别形成一个梯形SAW滤波器的共振器的叉指式换能器具有略有不同的电极指周期。特别是，提出了一种用于提高击穿功率的独特设计。根据所建议的设计，位于从输入侧观察的第一级中的串联臂共振器的电极指周期比另一个串联臂共振器的小，同时，位于从输入侧观察的第一级中的并联臂共振器的电极指周期比另一个并联臂共振器的大。上述公开称，电极指的上述设置能够使击穿功率达到最弱的共振频率移到通带之外。更具体地说，根据该公开，通过减小电极指周期，第一级中串联臂共振器的共振频率被设置得较高并且，通过增大电极指周期，第一级中并联臂共振器的共振频率被设置得较低。该公开中所公开的上述设计大大提高了SAW滤波器的击穿功率，并且能够实现具有在800MHz至1GHz范围内的通带的天线双工器。

最近的移动通信系统采用范围在1.8GHz至2GHz的通带，这比传统的通带通带频率高。这种较高的通带频率需要进一步改进通带形状。即，除非同时改进击穿功率和通带形状，否则不能实现用于更高频带的SAW滤波器。通带向更高频率的移动需要对SAW滤波器的击穿功率进行改进。应当注意，通带的频率与叉指式换能器的电极指周期成反比。即，通带频率越高，则指周期越短。结果，各指变得更窄，使击穿功率特性变差。

通常，同时改进梯形SAW滤波器的击穿功率和通带形状非常困难。这是因为梯形SAW滤波器的击穿功率与频率有关。如日本未审专利公开No.10-303698的图3中所公开的那样，已知击穿功率变成最弱时的频率位于通带和拒绝域(rejection range)之间。如果改进滤波器通带形状，使其具有更陡峭的前/后沿，则通带和拒绝域将相互更加靠近，从而对应于最弱击穿功率的频率变得与通带非常接近。在这种情况下，击穿功率大大低于不具有良好通带形状的SAW滤波器的击穿功率。

发明内容

本发明的目的是同时改善SAW元件的击穿功率和通带形状。

本发明更具体的目的是提供一种SAW元件，该SAW元件具有基于与现有机理不同的独特原理而加以改进的击穿功率和通带形状。

根据本发明的第一个方案，提供一种表面声波元件，该表面声波元件包括一个呈梯形布置在一个压电基片上的表面声波(SAW)共振器，从表面声波元件的输入侧观察的第一级的串联臂共振器的共振频率f_s1和所有剩余串联臂SAW共振器的平均共振频率f_sav满足1.00f_sav＞f_s1≥0.99f_sav。本发明人发现，上述条件减小了在较高频率侧的带缘处消耗的能量，并且提高了击穿功率。这意味着，在特定的通带中，通过将第一级的串联臂共振器的共振频率向较低频率变化，可以提高击穿功率。本发明的原理与现有技术不同，在现有技术中，提高第一级串联臂共振器的共振频率，从而使得该共振频率超出特定的通带，以改善击穿功率。

根据本发明的第二个方案，提供一种表面波元件，该表面声波元件包括一个呈梯形布置在一个压电基片上的表面声波(SAW)共振器，各串联臂共振器的各叉指式换能器的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值相互基本相等，从表面声波元件的输入侧观察的第一级的串联臂共振器的电极指周期λ_s1和其余所有串联臂SAW共振器的平均电极指周期λ_sav满足1.01λ_sav≥λ_s1＞1.00λ_sav。本发明人发现，上述条件减小了在较高频率侧的带缘处消耗的能量，并且提高了击穿功率。这意味着，在特定的通带中，通过使第一级的串联臂共振器的共振频率向较低频率变化，可以提高击穿功率。本发明的原理与现有技术不同，在现有技术中，提高第一级串联臂共振器的共振频率，从而使得该共振频率超出特定的通带，用以改善击穿功率。

根据本发明的第三个方案，提供一种表面声波元件，该表面声波元件包括一个呈梯形布置在一个压电基片上的表面声波(SAW)共振器，从表面声波元件的输入侧观察的第一级的并联臂共振器的共振频率f_p1和其余所有并联臂SAW共振器的平均共振频率f_pav满足1.01f_pav≥f_p1＞1.00f_pav。本发明人发现，上述条件减小了在较低频率侧的带缘处消耗的能量，并且提高击穿功率。这意味着，在特定的通带中，通过使第一级的并联臂共振器的共振频率向较高频率变化，可以提高击穿功率。本发明的原理与现有技术不同，在现有技术中，减小第一级并联臂共振器的共振频率，从而使得该共振频率超出特定的通带，用以改善击穿功率。

根据本发明的第四个方案，提供一种表面声波元件，该表面声波元件包括一个呈梯形布置在一个压电基片上的表面声波(SAW)共振器，各并联臂共振器的叉指式换能器的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值相互基本相等，从表面声波元件的输入侧观察的第一级的并联臂共振器的电极指周期λ_p1和其余所有并联臂SAW共振器的平均电极指周期λ_pav满足1.00λ_pav≥λ_p1＞0.99λ_pav。本发明人发现，上述条件减小了在较低频率侧的带缘处消耗的能量，并且提高击穿功率。这意味着，在特定的通带中，通过使第一级的并联臂共振器的共振频率向较高频率变化，可以提高击穿功率。本发明的原理与现有技术不同，在现有技术中，减小第一级并联臂共振器的共振频率，从而使得该共振频率超出特定的通带，用以改善击穿功率。

根据本发明的第五个方案，根据本发明第一或第二方案的SAW元件可以这样构成，即，使得至少一个串联臂共振器的叉指式换能器的电极指宽度大于等于所述至少一个串联臂共振器的电极指周期的7.5％并且小于该电极指周期的25％。更优选地，至少一个串联臂共振器的叉指式换能器的电极指宽度大于等于所述至少一个串联臂共振器的电极指周期的15％并且小于该电极指周期的22.5％。

根据本发明的第六个方案，至少一个串联臂的叉指式换能器具有指不重叠的部分，所述部分的长度等于电极指周期的1.0-4.5倍，并且在不重叠的部分中设置与SAW的激励无关的虚电极(dummyelectrode)。

附图说明

本发明的其它目的、特征和优点，在结合附图进行阅读时将从下述说明中变得更加清楚，其中：

图1A表示根据本发明的一个实施例的SAW元件的结构；

图1B表示图1A中所示的SAW元件的一个等效电路；

图2A是表示一个SAW共振器的作为频率的函数的阻抗变化的曲线图；

图2B是表示该SAW共振器的作为频率的函数的衰减变化的曲线图；

图3是表示能量消耗和通带特性的计算结果的曲线图；

图4是表示仅通过改变共振器的电极指周期λ_s1所观察到的最靠近SAW滤波器输入侧的第一级的串联臂共振器中的能量消耗的变化的曲线图；

图5是表示作为第一级串联臂共振器S1的电极指周期的变化比例的函数的能量消耗峰值强度的变化的曲线图；

图6是表示仅通过改变靠近输入侧的并联臂共振器P1的电极指周期所观察到的功率消耗的峰值强度的变化的曲线图；

图7是表示作为第一级的并联臂共振器P1的电极指周期的变化比例的函数的能量消耗的峰值强度的变化的曲线图；

图8表示用于验证形状因数的串联臂共振器的结构；

图9是表示当(电极指宽度)/(电极指周期)的值发生变化时产生的通带变化的曲线图；

图10是当(电极指宽度)/(电极指周期)的值设置为0.175时获得的通带特性的曲线图；

图11是表示当第一级的串联臂共振器S1的电极指周期变化时所观察到的形状因数的变化的曲线图；

图12是表示形状因数的定义的曲线图；

图13是表示当(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.25时所观察到的作为第一级串联臂共振器S1的电极指周期变化的函数的形状因数的变化的曲线图；

图14表示叉指式换能器的指不重叠(不交叉)部分的长度；

图15是当串联臂共振器的叉指式换能器的指不重叠部分的长度变化时所观察到的通带的变化的曲线图，其中，在所述指不重叠部分设置有虚电极；

图16表示当第一级的串联臂共振器S1的电极指周期处于指不重叠部分的长度等于电极指周期的2.5倍的条件下时所观察到的形状因数的变化；

图17表示第四个例子中使用的SAW滤波器的结构；

图18表示用于验证形状因数的串联臂共振器的结构；

图19表示当指不重叠部分的长度变化时所观察到的通带变化；

图20是根据本发明的一个方面的双工器的框图；

图21是示意性表示该双工器的频率特性的曲线图。

具体实施方式

现在，参照附图对本发明的实施例进行说明。

(第一个实施例)

本发明的第一个实施例是前述本发明第一和第二个方案的实施例。本发明第一和第二个方面可以提高击穿功率。为了便于更好地理解本发明第一和第二个方案，首先对由形成于一个以串联臂和并联臂方式布置的压电基片或芯片(chip)上的SAW共振器制成的梯形SAW滤波器的击穿功率的频率依赖性进行说明。梯形SAW滤波器是典型的SAW元件。

如前述日本未审专利公开No.10-303698的图3所示，已知当频率变化时能量被施加到梯形SAW滤波器上，基片的温度在通带和拒绝域之间的中间频率处变为最高。换而言之，梯形SAW滤波器的击穿功率在该频率处最弱。

借助计算机模拟可以验证上述实验事实。图1A表示在该模拟中使用的SAW元件或装置的结构。图1A的SAW滤波器是由四个串联臂共振器S1-S4和两个并联臂共振器P1和P2构成的四阶段结构的梯形滤波器，所述共振器形成于一个LiTaO₃42°Y切割X生长(Y-cutX-propagation)基片10上。各共振器是一个单端  SAW共振器。各共振器具有一个叉指式换能器S1-S4、P1或P2(为了简明起见，其符号与用于指示共振器的符号相同)，和两个设置在叉指式共振器的两侧的反射器11和12。如图1A中放大所示，各串联臂共振器S1-S4的电极指周期表示为λ_s1，并且各并联臂共振器P1和P2的电极指周期表示为λ_p1。

图2A和2B表示SAW共振器的频率特性和衰减量之间的关系。更具体地，图2A表示串联臂共振器(例如S1)的阻抗的频率特性和并联臂共振器(例如P1)的导纳的频率特性。串联臂共振器的阻抗被表示为Zs＝r+jx，其中Zs是串联臂共振器的阻抗，r是电阻分量，x是电抗分量。并联臂共振器的导纳被表示为Yp＝g+jb，其中Yp是并联臂共振器的导纳，g是电导分量，b是电纳分量。曲线图的垂直轴表示阻抗或导纳，并且其水平轴表示频率。水平轴上电抗x或电纳b为零的位置对应于串联臂和并联臂共振器的共振频率。从图2A中可以看出，串联臂共振器的共振频率大致等于并联臂共振器的反共振频率。

图2B表示与图2A中所示的频率特性相符的SAW元件的滤波器特性。通带包含串联臂共振器的共振频率，并且阻抗Zs大致为零。这使得最大的电流流过串联臂共振器。并联臂共振器的导纳可以不为接近串联臂共振器的共振频率的零。这可以导致微小的电流流过并联臂共振器。

根据上述说明，可以说图1A所示的SAW滤波器是一个具有以并联臂方式布置的单端口SAW共振器(P1、P2)和以串联臂方式布置且具有与并联臂共振器反共振频率大致相等的共振频率的单端口SAW共振器(S1-S4)的梯形SAW元件，其中，各共振器(S1-S4、P1、P2)具有梳状电极(叉指式换能器)，所述梳状电极具有相应数目的电极指。

表1中所示的参数值是对形成上述SAW滤波器的共振器给出的，并且计算出了其中消耗的功率。

表1

电极指周期[μm]电极指交叉宽度[μm]指对的数    目电极指宽度/电极指  周期反射器指周期[μm]反射器的指的数目  串联臂    S1    2.09    35    160    0.25    1.045    120    S2    2.09    35    160    0.25    1.045    120    S3    2.09    35    160    0.25    1.045    120    S4    2.09    35    120    0.25    1.045    120  并联臂    P1    2.16    60    90    0.25    1.08    120    P2    2.16    60    90    0.25    1.08    120

这里，图1A所示的布置被转换成一个图1B所示的等效电路，其中，共振器为各导纳元件(Y_s1、Y_s2、Y_s3、Y_s4、Y_p1、Y_p2)，并且一个具有50Ω内阻r的ac电源OSC连接到SAW滤波器的输入端上，同时，将50Ω的载荷Ro连接到其输出端上。然后，对等效电路进行计算以获得在所有共振器中的电流和电压并且获得功率消耗量。

图3中表示功率消耗量和通带特性的计算结果。对于串联臂共振器S1-S4，在通带的高频侧的过渡部分中存在功率消耗的峰值(曲线S2与曲线S3重叠)。对于并联臂共振器P1和P2，在通带的低频侧的过渡部分中存在功率消耗的峰值。应当注意，功率消耗越大，则击穿功率越低。上述计算结果表明，在过渡部分中消耗大量的功率，其中的击穿功率特性变差。另外，对于串联臂共振器，最接近输入侧的共振器S1具有最大的峰值。类似地，对于并联臂共振器，最靠近输入侧的共振器P1具有最大的峰值。这表明最靠近SAW滤波器的输入侧的共振器具有相当低的击穿功率。由计算得出的这一结论与实验结果非常一致。基于上述考虑，本发明人研究了提高在图1B中所示的等价电路中的击穿功率的适当途径。

从上述计算结果可以看出，通过减小最靠近输入端的共振器中的功率消耗，可以提高SAW滤波器的击穿功率。首先，说明串联臂共振器。在图1A所示的梯形SAW滤波器结构中，在图4中表示出了当仅改变共振器S1的电极指周期λ_s1时所获得的第一级串联臂共振器S1的功率消耗的变化。在这种情况下，所有其它串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期λ_s2、λ_s3和λ_s4不变。图4表示，通过将第一级的串联臂共振器S1的电极指周期增加0.005μm以便使得到的周期λ_s1变为等于2.095μm，可以减小功率消耗的峰值强度。图5表示功率消耗的峰值强度(用相对值表示)相对于串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1的变化比例的变化。当变化比例为“0”(λ_s1没有变化)时，功率消耗的峰值强度的变化相对值为“1”。从图4和5中可以看出，可以减小第一级的串联臂共振器S1的峰值强度，以便通过使第一级的共振器S1的电极指周期λ_s1比其余所有串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期λ_s2、λ_s3、λ_s4长，可以提高击穿功率。相反，据推测，功率消耗的峰值强度可以变得更大，并且，击穿功率可以通过稍微缩短共振器S1的电极指周期λ_s1而变差。

现在说明电极指周期的变化量。图5表示通过将电极指周期λ_s1设置成一个比平均电极指周期λ_sav(在所考虑的例子中＝λ_s2、λ_s3、λ_s4)长的值，即使只是略长，也可以减小第一级串联臂共振器S1的峰值强度。通过将电极指周期λ_s1的变化比例增加到0.7％，即可减小峰值强度。当周期λ_s1的变化比例大于0.7％时，峰值强度基本上不减小，击穿功率中的改善固定下来。这表示，不能由击穿功率确定变化比例的上限。周期λ_s1的变化比例可以由对通带特性的影响而加以限制。当能量消耗峰值的变化的相对值等于或小于1％时，滤波器通带特性不受显著影响。因此，优选地，电极指周期λ_s1符合1.01λ_sav≥λ_s1＞1.00λ_sav。

下面，说明由于改变电极指周期而导致的共振频率的变化。通常，下述等式成立：

              f＝v/λ                (1)

其中，f是SAW共振器的共振频率，λ是电极指周期，v是SAW的速率(velocity)。即，频率与电极指周期成反比。因此，串联臂共振器S1的条件1.01λ_sav≥λ_s1＞1.00λ_sav可以被改写为1.00f_sav＞f_s1≥0.99f_sav，其中，f_s1是串联臂共振器S1的共振频率，f_sav是其余所有串联臂共振器S2、S3和S4的共振频率f_s2、f_s3和f_s4的平均值。击穿功率可以通过在1.00f_sav＞f_s1≥0.99f_sav的范围内选择第一级共振器S1的共振频率而得到提高。

通过使第一级串联臂共振器的共振频率向通带的低频变化，可以提高击穿功率。这一工作原理与现有技术不同，在现有技术中，使第一级串联臂共振器的共振频率较高，从而移到通带之外，用以提高击穿功率。

下面，将考虑改变共振频率而不改变电极指周期的可能途径。可以从等式(1)中看出，不仅可以通过改变电极指周期而且可以通过改变SAW的速率来改变共振频率。应当理解，SAW速率取决于(电极指宽度)/(电极指周期)的比值。根据这些事实，本发明的第二个方案采用装配有各自的叉指式换能器的串联臂共振器，所述叉指式换能器具有精确相等或近似相等(即，基本相等)的(电极指宽度)/(电极指周期)比值，从而，所有串联臂共振器具有相等或基本相等的SAW速率，并且仅通过改变电极指周期便可以提高击穿功率。或者，仅通过改变SAW速率或通过同时改变SAW速率和电极指周期可以改变共振频率。只要第一级的串联臂共振器的共振频率落在本发明的第一个方案所确定的范围内，便可以提高击穿功率。

例如，使串联连接到SAW滤波器的信号输入端上的第一级串联臂共振器S1的叉指式换能器中的(电极指宽度)/(电极指周期)比值大于其余所有串联臂共振器S2-S4的叉指式换能器中(电极指宽度)/(电极指周期)的比值。这样，通过利用SAW速率的变化导致的效果，可以调节共振频率。在这种情况下，所有串联臂共振器S1-S4可以具有相同的电极指周期。进而，由于第一级的串联臂共振器S1的叉指式换能器具有更宽的电极指宽度，所以可以提高击穿功率。

作为另一个例子，通过使第一级的串联臂共振器的叉指式换能器的电极指周期比所有其余串联臂共振器的平均电极指周期大，降低从输入侧看的第一级的串联臂共振器的共振频率，可以提高击穿功率。作为本发明的第二个方案，不需要所有串联臂共振器具有精确或几乎(即，基本)相等的(电极指宽度)/(电极指周期)比值。击穿功率可以在由本发明第一个方案限定的共振器频率范围内提高。

(第二个实施例)

现在，给出本发明第二个实施例的说明。本实施例涉及前述本发明的第三和第四个方案，目的是提高从输入侧看第一级的并联臂共振器的击穿功率。基本上，第一级并联臂共振器的击穿功率提高的原因与第一级串联臂共振器击穿功率提高的原因相同。

图6表示在图1A和1B所示的结构中，当仅改变最接近SAW滤波器的输入端的并联臂共振器的电极指周期λ_p1时所获得的第一级的并联臂共振器P1中的功率消耗的变化。从图6可以看出，通过缩短第一级并联臂共振器P1的电极指周期λ_p1，减小了功率消耗的峰值。图7表示作为第一级并联臂共振器P1的电极指周期λ_p1相对于基准“0”(该处峰值强度的变化相对值为“1”)的变化比例的函数的峰值强度的变化(以相对于“1”的相对值表示)。从图7中可以看出，通过将第一级并联臂共振器P1的电极指周期λ_p1设置为比其它并联臂共振器P2的电极指周期短的值，可以提高击穿功率。

现在，说明电极指周期的变化量。图7表示，通过将电极指周期λ_p1设置为比平均电极指周期λ_pav(在所考虑的例子中＝λ_p2)短，即使是略微短一点，也可以减小第一级并联臂共振器P1的峰值强度。通过将电极指周期λ_p1减小到-1.0％，即可以减小峰值强度。当周期λ_p1超出-1.0％时，峰值强度基本上没有减小，击穿功率的提高稳定下来。变化比例的上限不能用击穿功率来限定。可以由对通带特性的影响来限制周期λ_p1的变化比例。当功率消耗的峰值变化的相对值等于或小于1％时，滤波器通带特性不受显著影响。因此，优选地，电极指周期λ_p1满足1.00λ_pav＞λ_p1≥0.99λ_pav。

下面说明通过改变电极指周期而产生的共振频率的变化。象串联臂共振器的情况一样，可使用等式(1)。因此，用于并联臂共振器P1的条件1.00λ_pav＞λ_p1≥0.99λ_pav可以改写成1.01f_pav≥f_p1＞1.00f_pav，其中，f_p1是第一级的并联臂共振器P1的共振频率，f_pav是所有其余并联臂共振器的共振频率的平均值(在所考虑的情况中，仅有共振器P2；因此f_pav＝f_p2)。击穿功率可以通过在1.01f_pav≥f_p1＞1.00f_pav的范围内选择第一级的并联臂共振器P1的共振频率f_p1来提高。

并联臂共振器的共振频率可以象在串联臂共振器的情况下那样通过改变SAW速率而变化，更具体地说，使从SAW滤波器的输入侧观察的第一级并联臂共振器的叉指式换能器的(电极指宽度)/(电极指周期)比值小于所有其余并联臂共振器的叉指式换能器的(电极指宽度)/(电极指周期)的平均比值。另一个提高击穿功率的途径是，通过将从输入侧看的第一级的叉指式换能器的电极指周期设置为一个比所有其余并联臂共振器的叉指式换能器的平均电极指周期短的值，以提高第一级的并联臂共振器的共振频率。在这种情况下，不要求所有并联臂共振器P1、P2具有相等的(电极指宽度)/(电极指周期)比值。只要共振频率f_p1满足条件1.01f_pav≥f_p1＞1.00f_pav，便可以实现击穿功率的提高。

如上所述，击穿功率可以通过第一级的并联臂共振器P1的共振频率向特定通带中的较高频率的变化来提高。上述工作原理与现有技术不同，在现有技术中，使第一级的并联臂共振器的共振频率较低，以便移出到特定通带之外，用以提高击穿功率。

(第三个实施例)

现在，给出本发明第三个实施例的说明。该实施例涉及本发明的前述第五个方案。

第三个实施例是一个具有下述设计的SAW元件，其中，在本发明的第一和第二个方案中的至少一个串联臂共振器的叉指式换能器的电极指宽度等于或大于上述叉指式换能器的电极指周期的7.5％，并且小于其25％。这同时改善了击穿功率和通带的形状因数。例如，串联臂共振器S1-S4中的第一串联臂共振器S1的设计使得(电极指宽度)/(电极指周期)的值小于0.25，在0.25处，电极指宽度等于电极指间隔。即，(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于或大于7.5％并且小于25％。这减小了第一级的串联臂共振器S1的共振频率，从而可以同时改善击穿功率和形状因数。击穿功率提高的原因已经作了说明。现在，用试验结果说明形状因数改善的原因。

当电极指的间隔和宽度相互相等时，(电极指宽度)/(电极指周期)的值为0.25。相反，本发明第五个方案具有相对窄的电极指宽度和相对大的电极指间隙或间隔。本发明人所做的实验结果显示，通带的形状因数可以通过使指的宽度更窄而得到提高。

发明人制备了一个图8所示的串联臂共振器，并对通过改变(电极指宽度)/(电极指周期)的值造成的通带特性的变化进行了研究。梯形SAW滤波器的高频侧的过渡部分的陡度由串联臂共振器的特性来确定。因此，当串联臂共振器的过渡部分变陡时，SAW的形状因数得到改善。图9表示我们的试验结果，其中，描绘出了响应于(电极指宽度)/(电极指周期)的比值变化在通带中产生的变化。在表2中表示出了所用的其它设计参数。

表2

电极指周期  [μm]电极指交叉宽  度[μm]  指对的数目反射器指周期  [μm]反射器指的数    目    2.1    30    160    1.05    120

从图9中可以看出，通过将(电极指宽度)/(电极指周期)的比值设置得小于0.25，通带高频端部分上升，从而过渡部分变陡。已经证实，形状因数也可以通过将(电极指宽度)/(电极指周期)的比值减小到0.075而得到改善。然而，未能证实当(电极指宽度)/(电极指周期)的比值低于0.075时形状因数的改善。因此发现，以梯形SAW滤波器中的至少一个串联臂共振器的叉指式换能器中(电极指宽度)/(电极指周期)的比值小于0.25(25％)并且等于或大于0.075(7.5％)的方式，可以改善SAW滤波器的形状因数。

本发明人制备了一个梯形SAW滤波器，该滤波器具有如图1A和1B所示的结构，其中，各串联臂共振器的叉指式换能器中的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.175。所采用的其它参数值表示在表3中。

表3

电极指周期[μm]电极指交叉宽度[μm]指对的数    目电极指宽度/电极指  周期反射器指周期[μm]反射器的指的数目  串联臂    S1    2.12    50    160    0.25    1.06    120    S2    2.12    50    160    0.25    1.06    120    S3    2.12    50    160    0.25    1.06    120    S4    2.12    50    120    0.25    1.06    120  并联臂    P1    2.16    60    90    0.25    1.08    120    P2    2.16    60    90    0.25    1.08    120

图10表示表3中的上述SAW滤波器的频率特性和一个用于比较的SAW滤波器的频率特性，用于比较的SAW滤波器具有表1中所示的参数值并且(电极指宽度)/(电极指周期)的比值为0.25。尽管可以通过将(电极指宽度)/(电极指周期)的比值设定得小于0.25来改善形状因数的原因还没有完全被理解，但是观察到的事实表明，通过上述设定，通带的高频端部分实际上提高了。

现在，将给出当根据本发明第一或第二个方案用于改善击穿功率的手段被应用于上述具有提高的通带高频端部分的梯形SAW滤波器时所观察到的形状因数的变化。通过仅将具有表3中所示的参数值的第一级的串联臂共振器S1的电极指周期改变成不同的值，准备好各种SAW滤波器。然后，验证这些SAW滤波器的形状因数。图11中表示验证的结果。如图12中所示，在该验证中，形状因数被定义为在高频侧的过渡部分中对应于-3dB的衰减的频率和在同一过渡部分中对应于-42dB的衰减的频率之间的差。从图11中可以看出，通过增加第一级串联臂共振器的电极指周期可以改进形状因数。因此发现，通过增加第一级串联臂共振器的电极指周期，可以同时改善击穿功率和形状因数。

并且，为了进行比较，图13表示通过改变(电极指宽度)/(电极指周期)比值为0.25的SAW滤波器的第一级的串联臂共振器S1的电极指周期，所观察到的形状因数的变化。当电极指周期增加时，形状因数逐渐变差。从上述结果可以看出，由于第一级的串联臂共振器S1的电极指周期的增加而实现的形状因数和击穿功率的同时改善，是有任何串联臂共振器满足(电极指宽度)/(电极指周期)小于0.25的条件的SAW滤波器特有的。即使仅有一个串联臂共振器具有小于0.25的(电极指宽度)/(电极指周期)比值，也可以实现对形状因数和击穿功率的同时改善。这是因为即使当只有一个串联臂共振器具有低于0.25的(电极指宽度)/(电极指周期)比值，也可以获得提高的通带高频端部分。

应当注意，从图9中可知，当(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于或小于0.225时，通带高频端部分的提高变得更加显著。由于电极指宽度太窄将使激发效率大为变差，所以(电极指宽度)/(电极指周期)的比值的下限优选等于或大于0.075。

现在将说明电极指周期的更优选的范围。通常，当电极指宽度窄时，生产率低并且成品率不高。这将利用以下的例子详细地说明。蜂窝电话采用通带在2GHz附近的天线双工器。该双工器的叉指式换能器具有大约2μm的电极指周期。当不算昂贵的i-线步进控制器(i-linestepper)用于以适当的成品率形成电极指图案时，电极指宽度的下限大约等于0.3μm。因此，从生产率的角度讲，优选的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值的下限被设置为0.15。当(电极指宽度)/(电极指周期)的比值范围在0.15(15％)到0.225(22.5％)时，可以在保证生产率的同时，同时改善形状因数和击穿功率。

如上所述，通过在具有升高的通带高频端部分的任何串联臂共振器中将所述比值设置在上述范围内，可以同时改善形状因数和击穿功率。

(第四个实施例)

本发明的第四个实施例对应于用来提高通带的高频端部分的前述本发明第六个方案。

为了提高通带的高频端部分，本发明第六个方案设定，任何串联臂共振器中的形成叉指式换能器的电极指的非交叉或非重叠部分的长度为电极指周期的1.0-4.5倍，并且在非重叠部分中设置虚电极。本发明人通过改变串联臂共振器中指不重叠部分的长度，制备了具有图1A所示的SAW梯形结构的SAW滤波器。然后，验证这些SAW滤波器的通带特性。应当理解，如图14中所示，叉指式换能器的指不重叠部分的长度被定义为a+b。长度a对应于第一梳形电极21的各个指的端部和第二梳形电极22的一个矩形基部(汇流条)。同样地，长度b对应于第二梳形电极22的各个指的端部和第一梳形电极21的矩形基部(汇流条(bus bar))。以下，指的不重叠部分由附图标记24标出。

在本发明人的试验中，指不重叠部分24的长度a+b被设置成等于电极指周期的2.5倍。另外，指不重叠部分24设有虚电极23，该虚电极23具有与电极指周期相等的长度。虚电极23从梳形电极21和22的基部向相应的指的端部延伸，并且与SAW的激励无关。

图15表示采用上述各叉指式换能器的SAW滤波器的通带。从图15中可以看出，通过将指不重叠部分24从电极指周期的0.5倍延长到2.5倍并且设置虚电极23，可以提高通带的高频端部分。图16表示通过改变梯形SAW滤波器的第一级的串联臂共振器S1的电极指周期而产生的形状因数的改变的结果，所述串联臂共振器S1中，指不重叠部分的长度被设置为电极指周期的2.5倍。在这种情况下，形状因数被定义为高频侧过渡部分中对应于-3dB的衰减的频率和同一过渡部分中对应于-42dB的衰减的频率之间的差。从图16可以看出，通过延长第一级的串联臂共振器S1的电极指周期，改善了通带的形状因数。当采用具有提高了的通带高频端部分的SAW滤波器时，通过延长第一级的串联臂S1的电极指周期，可以同时改善形状因数和击穿功率。

现在说明指不重叠部分24的长度的可能范围。本发明人制备了具有图18所示结构的SAW滤波器，并改变指不重叠部分24的长度。然后，验证这些SAW滤波器的通带特性。与SAW的激励无关的虚电极23被设置在指不重叠部分中。验证的结果表示在图19中。可以看出，具有长度等于电极指周期的1.0倍的指不重叠部分24的SAW滤波器的通带的高频端部分比具有长度等于电极指周期的0.5倍的指不重叠部分24的SAW滤波器的通带的高频端部分大为提高。而且，当指不重叠部分24的长度为电极指周期的1.5倍或更大时，通带特性没有明显的改善。优选地，指不重叠部分24的长度上限为电极指周期的4.5倍。这是因为，如果指不重叠部分24的长度超过4.5倍，则SAW激发效率变差，并且介入损耗将增加。进而，芯片上的叉指式换能器所占的面积将增加，这将妨碍SAW滤波器的尺寸的小型化。

(第一个例子)

本发明的SAW滤波器的第一个例子采用LiTaO₃42°Y切割X生长基片，其上以图1A和1B所示的梯形形式设置有四个串联臂共振器S1-S4和两个并联臂共振器P1和P2。SAW滤波器的通带为1.9GHz频带。串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期λ_s2、λ_s3和λ_s4等于2.09μm(λ_s2＝λ_s3＝λ_s4＝2.09μm)。并联臂共振器P1和P2的电极指周期λ_p1和λ_p2等于2.16μm(λ_p1＝λ_p2＝2.16μm)。串联臂共振器S1具有2.09μm(例子A)、2.095μm(例子B)和2.100μm(例子C)的电极指周期λ_s1。在例子A、B和C中，串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1对串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期的平均值的变化比例优选分别为0％、0.24％和0.48％。例子A、B和C的(电极指宽度)/(电极指周期)比值都等于0.25。例子A、B和C中的所有串联臂共振器S1-S4的开口长度(aperture length)均为35μm并且指对的数目为150。电极由Al-0.5wt％Cu(150nm)/Ti(20nm)制成。为了验证所述例子的击穿功率，在85℃的环境温度下对-3dB通带的高频端部施加功率。击穿功率定义为在从0.8W的初始功率开始每五分钟提高0.1W功率而使特性刚要变差之前所施加的功率。用于确定特性变差的临界点为这样的事件：-3dB通带带宽减少到初始带宽的95％或更低。验证结果表明，例子A、B和C具有1.0W、1.2W和1.4W的击穿功率。这表明，击穿功率可以通过延长第一级的串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1而得到增强。

(第二个例子)

本发明的SAW滤波器的第二个例子采用一个LiTaO₃42°Y切割X生长基片，其上如图1A和1B所示以梯形形式设置有四个串联臂共振器S1-S4和两个并联臂共振器P1和P2。SAW滤波器的通带为1.9GHz频带。所有串联臂共振器S1-S4的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.175。所有并联臂共振器P1和P2的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.25。串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期λ_s2、λ_s3、λ_s4等于2.12μm(λ_s2＝λ_s3＝λ_s4＝2.12μm)。并联臂共振器P1和P2的电极指周期λp1和λp2等于2.16μm(λ_p1＝λ_p2＝2.16μm)。串联臂共振器S1具有2.12μm(例子D)、2.125μm(例子E)和2.13μm(例子F)的电极指周期。在例子E、F和G中，串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1相对于串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期的平均值的变化比例分别为0％、0.24％和0.47％。所有串联臂共振器S1-S4的开口长度为50μm并且指对的数目为150。电极由Al-1wt％Cu(130nm)/Ti(40nm)制成。为了验证所述例子的击穿功率，在85℃的环境温度下对-3dB通带的高频端施加功率。击穿功率被定义为从0.8W的初始功率开始，每五分钟提高0.1W功率而使得特性就要变差之前所施加的功率。用于确定特性变差的临界点为这样的事件：-3dB通带带宽降到初始带宽的95％或更低。验证结果表明，例子D、E和F具有1.1W、1.8W和2.0W的击穿功率。这表明，击穿功率可以通过延长第一级串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1而得到增强。另外，三个例子的形状因数(在高频过渡部分中对应于-3dB的频率和其中对应于-42dB的频率之间的差)分别为17.2MHz、16.8MHz和16.5MHz。这表示形状因数可以通过延长第一级串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1而得到改善。结果，通过延长第一级串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1可以同时改善形状因数和击穿功率。

(第三个例子)

本发明的SAW滤波器的第三个例子采用LiTaO₃42°Y切割X生长基片，其上如图1A和1B所示以梯形形式设置有四个串联臂共振器S1-S4和两个并联臂共振器P1和P2。SAW滤波器的通带为1.9GHz频带。所有串联臂共振器S1-S4的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.20。所有并联臂共振器P1和P2的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.25。所有串联臂共振器S1-S4的指不重叠部分被设置为电极指周期的2.5倍。长度与电极指周期长度相同的虚电极23(图14)设置在指不重叠部分中。串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期λ_s2、λ_s3、λ_s4等于2.12μm(λ_s2＝λ_s3＝λ_s4＝2.12μm)。并联臂共振器P1和P2的电极指周期λ_p1、λ_p2等于2.16μm(λ_p1＝λ_p2＝2.16μm)。串联臂共振器S1具有2.12μm(例子G)、2.122μm(例子H)和2.125μm(例子I)的电极指周期λ_s1。在例子G、H和I中，串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1相对于串联臂共振器S2、S3和S4的电极指周期的平均值的变化比例分别为0％、0.094％和0.24％。所有串联臂共振器S1-S4的开口长度均为40μm，并且指对的数目为150。电极由Al-0.5wt％Cu(130nm)/Ti(40nm)。为了验证这些例子的击穿功率，在85℃的环境温度下对-3dB通带的高频端施加功率。击穿功率被定义为从0.8W的初始功率开始每5分钟将功率提高0.1W而使特性就要变差之前所施加的功率。用于确定特性变差的临界点为这样的事件：-3dB通带带宽降到初始带宽的95％或更低。验证结果显示，例子G、H和I具有1.1W、1.4W和1.8W的击穿功率。这表明，击穿功率可以通过延长第一级的串联臂共振器的电极指周期λ_s1而得到增强。另外，三个例子的形状因数(高频过渡部分中对应于-3dB的频率和其中对应于-42dB的频率之间的差)分别为16.1MHz、15.6MHz和15.3MHz。这表明，形状因数可以通过延长第一级串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1而得到改善。这表明，击穿功率和形状因数均可以通过延长第一级串联臂共振器S1的电极指周期λ_s1而得到改善。

(例子4)

本发明的SAW滤波器的第三个例子采用LiTaO₃42°Y切割X生长基片，其上如图17所示以梯形形式设置有四个串联臂共振器S1-S4和四个并联臂共振器P1-P4。SAW滤波器的通带为1.9GHz频带。所有串联臂共振器S1-S4的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.25。所有并联臂共振器P1-P4的(电极指宽度)/(电极指周期)的比值等于0.25。串联臂共振器S1-S4的电极指周期λ_s1、λ_s2、λ_s3和λ_s4等于2.04μm(λ_s1＝λ_s2＝λ_s3＝λ_s4＝2.04μm)。并联臂共振器P2-P4的电极指周期λ_p2、λ_p3、λ_p4等于2.04μm(λ_p2＝λ_p3＝λ_p4＝2.04μm)。并联臂共振器P1具有2.04μm(例子J)、2.035μm(例子K)和2.03μm(例子L)的电极指周期λ_p1。在例子J、K和L中，并联臂共振器P1的电极指周期λ_p1相对于并联臂共振器P2、P3和P4的电极指周期的平均值的变化比例分别为0％、0.25％和0.49％。所有串联臂共振器S1-S4的开口长度为30μm并且指对的数目为130。所有并联臂共振器P1-P4的开口长度为40μm并且指对的数目为60。电极由Al-0.5wt％Cu(150nm)/Ti(20nm)制成。为了验证所述例子的击穿功率，在85℃的环境温度下对-3dB通带的高频端(大约1930MHz)施加功率。击穿功率被定义为在从0.8W的初始功率开始每五分钟提高0.1W的功率而使得特性就要变差之前所施加的功率。用于确定特性变差的临界点为这样的事件：-3dB通带带宽降到初始带宽的95％或更低。验证结果表明，例子J、K和L具有1.2W、1.4W和1.6W的击穿功率。这表明，击穿功率可以通过缩短第一级并联臂共振器P1的电极指周期λ_p1而得到增强。

(第五个实施例)

现在，作为本发明的第五个实施例，将说明上述SAW滤波器的一个应用。

图20是具有本发明的SAW滤波器的一个双工器的框图。图20所示的双工器是一个天线双工器，其通过一个公共输入端子T0连接到一个天线部分上。天线双工器具有一个接收滤波器Rx(F1)和一个发射滤波器Tx(F2)，它们通过一个公共输入端T0连接到天线部分上。发射滤波器Tx需要具有比接收滤波器Rx高的击穿功率，并且因此采用本发明的上述SAW滤波器来实现。当然，接收滤波器Rx可以由本发明的SAW滤波器形成。例如，应当考虑到有可能从发射滤波器Tx向接收滤波器Rx的低频侧抑制区(suppression range)漏电时，优选采用由具有提高了的击穿功率的本发明的SAW滤波器形成接收滤波器Rx。

图21示意性地表示图20中所示的双工器的频率特性。与发射滤波器Tx的通带(具有中心频率f2(＜f1))相比，接收滤波器Rx的通带(具有中心频率f1)位于高频侧。应当注意，图21仅表示天线双工器的接收滤波器Rx和发射滤波器Tx之间的频率关系，其实际通带特性已经在前面描述过了。

图20中表示的天线双工器可以改变，从而一个特征阻抗匹配电路可以被置于天线部分和滤波器Tx和Rx中的一个之间，或者被置于天线部分和两个滤波器Tx和Rx之间。

根据本发明的第五个实施例，可以提供具有提高了的击穿功率的天线双工器。当采用根据本发明的第三或第四个实施例的SAW滤波器时，可以提供同时具有优良击穿功率和优良形状因数的天线双工器和滤波器。这些天线双工器和滤波器可以用于具有高于1GHz且位于1.8-2GHz频带中的通带，并且需要形状因数得以改善的滤波器通带特性的应用中。

发射滤波器Tx和接收滤波器Rx可以形成于独立的基片(由压电材料制成)上，或者可以形成于一个单一的芯片上。

本发明不限于所公开的特定的实施例，在不脱离本发明范围的情况下可以构成其它实施例和变形。例如，呈梯形形式的串联臂共振器的数目和并联臂共振器的数目不限于前述数目，可以采用任意数目的串联臂共振器和任意数目的并联臂共振器。也可以采用任意数目的级数。本发明的SAW元件不限于前述LiTaO₃Y切割X生长基片，也可以采用其它压电元件，例如LiNbO₃、Li₄B₂O₇和PZT，在其上形成叉指式换能器。

根据本发明，提供一种具有提高了的击穿功率的SAW元件，具有提高了的击穿功率和形状因数的SAW元件，采用这些SAW元件中的任何一种的发射滤波器和双工器。特别是，通过采用本发明的SAW元件，可以提供具有超过1GHz的通带的非常可靠的滤波器和双工器。