改善对称性和可能提高截止衰减的双模式表面波滤波器

摘要

改善对称性和/或截止衰减的双模式－OFW－(SAW－)滤波器通过选择单线路,双线路结构和用可能被分开的线路(10′,10″),其中第一种变换器(11,111...)和第二种变换器(21,22...),这些作为输入变换器和/或输出变换器和/或耦合变换器(当多线路结构时)始终有偶数的指数和是点对称的。

说明书

本发明涉及到一种有益的最高选择性的高频表面波滤波器，这种类型被称为双模式表面波(OFW-/SAW-)滤波器(DMS-滤波器)。对此也常使用名称纵向模式谐振器滤波器。这种表面波滤波器涉及到电子机械的滤波器，其结构元件如变换器和谐振器是定位在压电基质表面上的。

已知将这种滤波器例如作为单线路滤波器。对于比较高的选择性也制造和使用滤波器，在其上将两个这样的滤波器线路组合成一个滤波器级联地安排在各自一个基质上。附图13A和13B表示了已知的单线路-DMS-滤波器和已知的级联双线路滤波器，这是由两个相互错接的单线路-DMS-滤波器构成的。

涉及到各个表面波线路这两种实施形式各自有位于末端的谐振器结构/反射器结构和在这之间对于信号输入和信号输出各自至少有一个叉指型结构作为变换器。

在附图13A例子中对于已知单线路滤波器10的第一种变换器用1，两个其他的(第二种)变换器用21和22和反射器结构用31标志。为了在滤波器上准备产生和准备利用的表面波4及其取向5在这里将两个变换器21和22作为滤波器的输入是电并联的。如在附图上也说明了，将这些输入变换器可以对称或非对称地驱动，用或者双边对称的信号输入(输入对称/输入对称)或单边接地(输入接地)非对称的(输入非对称)输入。在这个图中使用作为输出的变换器1的接头是对称的(输出对称和输出对称)输出。应该指出的是在这样的滤波器上可以将输入和输出交换或者可以交换使用。

附图13B表示了已知的级联滤波器，这包括两个线路或者如表示的相互错接的单线路滤波器10，110。附图13A的参考符号也可以使用在这里。在这种级联滤波器上例如将变换器1安排为有选择的非对称/对称的滤波器输入。变换器1′是滤波器的输出。如从错接上看出来，其余的变换器21，121，22，122在这里是耦合变换器，用其将双线路10和110相互电耦合。

实际上，按照附图13A的单线路装置的变换器1和按照附图13B的变换器1和1′涉及到与表面波取向5垂直的中间平面M始终构造成为镜像对称的和相应的有非偶数相互啮合的指数。例如这在两个附图上各自安排了变换器1和变换器1′的五个叉指型的指数。

本发明的任务是在非对称或对称的输入信号时还要继续达到改善有关的滤波器输出信号对称性。

此任务是用权利要求1特征解决的。本发明的其他结构和扩展结构由从属权利要求中得知。

本发明的详细说明和其变型结构由本发明公开的附图说明得知。

附图1表示了一个双模式单线路滤波器类似于附图13A上在这里例如安排作为输入的(第二种)变换器21和22也是两个电并联的。将这个输入可以驱动为对称输入或者也可以驱动为非对称输入。在这里按照本发明实施的(第一种)变换器被称为11，将这个与被驱动的输出变换器连接成对称的。例如变换器11按照本发明在这里有四个指数的偶数的变换器指数。它在本发明框架内也可以有各种其他(实际上意义重大的)偶数的叉指型相互啮合的变换器指数和因此原则上区别于当代技术水平，即与非偶数指数的变换器1是有区别的。

附图1的滤波器不仅在对称的而且在非对称的输入信号时也提供对称的输出信号，和按照任务具有特别高的对称性。

附图2和3每个表示了按照本发明的双线路滤波器。这些滤波器按照本发明与当代技术水平(附图13B)的重要区别在于，变换器11和111还是只有偶数的电极指数。在本发明中第一种变换器涉及到在上面定义的中间平面M(垂直于波传播方向5)不是镜像对称的和因此具有本发明这种措施的滤波器显示出改善的对称性。如在当代技术水平中叙述的(附图13B)在这里例如变换器11形成选择非对称或对称的输入和变换器111形成用滤波器的接头43a，43b对称的输出。各自两个(第二种)变换器21和22以及121和122在这里如已经说明的作为耦合变换器是相互错接的。按照附图2的滤波器是双线路10和110之间具有同节拍的耦合滤波器。按照附图3的滤波器是这样构造的，双线路10和110之间的耦合是用相反节拍进行的。这是这样构成的，耦合变换器22和122与附图2相比较有相反的极性结构。对于附图3还要说明的是，在这种滤波器上如已经说明的选择接地连接是可能的。

附图2A表示了按照附图2结构的变型。变型在于，(第一种)被称为111作为输出的变换器是由两个电串联的变换器部分111₁和111₂组成的，每个有偶数的(表示了每个四个指数)或者也有非偶数的指数。在这种滤波器上从输入(输入)到输出(输出)出现1∶4阻抗变换。

按照附图2，2A和3的这种双模式滤波器按照本发明的多线路结构在按照附图1本发明滤波器已经带来的优点上有附加的优点，更加改善的对称性。

附图4A和4B表示了用按照附图2结构的滤波器相对于按照附图13B滤波器所达到的改善。用41标明了代表所达到对称性的测量曲线，在频率上面画上用42注明预先规定的频带。测量曲线41反映了信号比。这是当两个双门测量时在接头43a，43b(接地)测量的单个信号的比。其中将各个没有与测量仪器连接的具有各个测量系统参考波电阻的接头关闭。如从附图4A中看出，曲线43(是否指曲线44(？)-译者注)也就是说幅值比的数量位于接近0dB(在附图上用44注明)。附图4B，和还是对于频带42，用曲线141表示对称的输出信号相位差Δφ的曲线。如从附图4B中看出相位差在整个频带上面很远位于接近数值180°(被表示的是Δφ-180°)。

在附图4A和4B上还用虚线画上对称性的曲线45和相位差的曲线145，这些是按照附图13B当代技术水平的滤波器上测出的。从附图4上明显看出用本发明所达到的进步。

附图5和6各自表示了按照附图1或者按照附图3滤波器的扩展结构。按照附图6的滤波器具有耦合变换器的极性转换也是按照附图2滤波器的扩展结构。

附图5表示了多层的声机械耦合的具有线路510的单线路滤波器具有在滤波器上在这个线路上存在的变换器，这些各自都有偶数的变换器指数。因此按照本发明的理论也满足了附图5的滤波器。在附图5的滤波器上安排了很多并联的(第一种)变换器11a，11b，...11n，这些相当于附图1的第一种变换器11。在附图5上例如也将这些变换器连接成对称的输出。用21a，21b，...，21_n+1安排了(n+1)(第二种)变换器具有同样偶数的指数，这些相当于附图1的变换器21或者22和在附图5上也相互并联成滤波器的输入。用31标志所属的反射器结构。用按照附图5这样的结构特别是可以达到比较大的带宽。

用类似方法将附图6的滤波器构成为相当于附图2或者附图3的双线路滤波器的扩展结构具有线路610和6110。线路610在结构上对应于附图5滤波器的线路510和附图2滤波器的线路10.作为扩展结构的线路610一方面还包括变换器11a，11b，...，11n和另外一方面还包括变换器21a，21b，...，21_n+1。则如何将这些变换器各自相互并联，是按照从附图6中获悉的错接将这些还用于线路610上作为输入变换器和作为输出变换器。这相应地也适合于具有变换器111a，111b，...，111n；121a，121b，...，121_n+1的附图6滤波器的第二种线路6110和具有本发明扩展结构或者按照附图2或者附图3滤波器的扩展结构的附图6的双线路滤波器的各个其他的变换器11，111。用这些措施可以(也)改善预先规定带宽之外的截止衰减。

附图7表示了本发明的一个扩展结构，用这个可以达到(附加地)双模式滤波器的比较高的阻塞选择性。

按照附图7滤波器的新原理包括(第一种)变换器11′，111和在这里附加变换器11″的始终偶数的指数。

按照附图7的新原理与按照附图2滤波器相比较，将这个滤波器在那里的线路10在这里分布在两个线路10′和10″上，每个具有(中间)线路110′的一半大的口径。在附图7滤波器上变换器11′的接头a是与变换器11″的接头a和变换器11′的接头b是与变换器11″的接头b相连接的。两个(第一种)变换器11′和11″则是电并联的。两个线路10′和10″的(第二种)变换器(在附图2和附图7上是耦合变换器)是相互连接的，即一方面变换器21′和22′和另外一方面21″和22″与线路110′的变换器221或者222是从附图7产生的。在这里如同附图2一样出现同节拍-电路。反射器结构31′，31″是将线路10的反射器结构31分布在线路10′和10″产生的。线路110′的反射器被称为31。

线路110′的(第二种)耦合变换器221和222是本发明扩展实施形式的其他特征。如从附图中看出，它们是分成部分的。如从附图中看出，耦合变换器221是由两个部分221₁和221₂构成的，即两个叉指型的变换器，将这些通过结构措施形成一个统一体。其中在变换器221或者222内的声波区的相位各自恒定地垂直于波传播方向。接头之间的阻抗差别为四倍或者四分之一。同样适合于耦合变换器111和其接头222₁和222₂。

按照附图7的滤波器的工作方式如下：通过分解构成两个输入滤波器线路10′和10″，将这些对称地插入在滤波器结构中。包含在其中的每个第一种和第二种变换器11′，21′，22′和11″，21″，22″的阻抗由于半个口径是变换器11，21和22的两倍。因为变换器11′和11″是并联的，如同附图2和如同在线路110上的滤波器存在同样大的输入阻抗。变换器21′和21″以及22′和22″各自在被表示的线路中是串联的。因此单个变换器的阻抗四倍高于附图2的变换器21，22。因为被分开的变换器221(和同样变换器222)是由前后连接的变换器部分组成的，其(221，222)阻抗相比较同样是四倍高。

按照附图7本发明的这个扩展结构在结构上输入边和输出边有同样大的阻抗，如同附图1至附图3滤波器的情况一样和如同一般来说在实际中所要求的。

附图7的滤波器由于结构措施已经有高的对称特性。这从附图8A和8B中对称性测量曲线41和相位曲线141可以看出。为了继续说明这些附图应该参考附图4A和4B的说明。附图7的滤波器由于其涉及到对称性还进一步改善的结构措施在这种滤波器的基质表面有特别高的信号对称性和还有，如已经叙述过的，改善的截止衰减。附图9A和9B表示了滤波器信号对称性曲线41和在预先规定的滤波器带宽42之外区域上所属的相位曲线141，在这里频率范围为2至6GHz。在附图上的虚线45和145表示当代技术水平滤波器的比较值。

附图10表示了按照附图7具有两个电并联的第一个线路10′，10″和第三个线路110′的滤波器的传输性能。按照附图7的这种滤波器有不平衡功能。曲线E表示按照附图7滤波器的传输性能和曲线St表示按照附图13B当代技术水平的双线路滤波器的曲线。

附图11表示按照附图7本发明扩展结构的实施例，这原则上类似于按照附图1至3实施例的按照附图6的扩展结构(和因此也按照附图5)。在那里的说明在意义上也适合于按照附图11的实施例。到目前为止附图上使用的参考符号相应地也适合于附图11。第一种)变换器还是具有按照本发明的偶数指数和第一种线路10′的点对称结构是用11′a，11′b，...标志的。相应地也适合于另外线路10″的(第一种)变换器11″a，11″b，...，。在这里还是将线路10′和10″与双线路滤波器的线路10相比较。在附图11上中间的，第三个线路的变换器111a，111b，...，同样是这样的第一种变换器。线路10′，10″和110′的第一种变换器在各自的线路内是相互电连接的。其中线路10′和10″的并联连接又是相互并联的，即通过各自与接头a和b的连接。在附图11上这个并联连接是，也就是说将接头a和b宣布作为滤波器的输入(输入)。在每个线路10′和10″上安排了n倍的(第一种)变换器。在加上(n+1)倍数目上安排了使用作为耦合变换器的线路10′和10″的(第二种)变换器21′a，21′b，...，21′_n+1和21″a，21″b，...，21″_n+1和安排了线路110的变换器221a，221b，...，221_n+1。这些(第二种)变换器在各自的线路上也是相互电并联的，如从附图中获悉。此外这些(第二种)变换器，如在附图11上表示的，在单个的线路之间是相互电连接的，即在其功能上是作为被表示的三线路滤波器的耦合变换器，由于电错接这是双线路滤波器类型的。各个线路其余的反射器是用31′，31″和31标志的。

按照附图11的这种多线路滤波器与按照附图7的滤波器具有被提高的而且结构实施的对称性达到了优点，这些优点一方面是用例如按照附图6的滤波器和另外一方面是用按照附图7的滤波器相对于当代技术水平达到的。

此外附图11的滤波器表示了如在附图7上的中间的，第三个线路110′的第二种变换器221a，...，这些是由上面附图7叙述的部分221₁和221₂构成的，这些是先后电连接的和声波的作用是并联的。

附图12表示了变换器结构的一些例子，将它们可以使用在本发明的第一种和第二种变换器上或者使用在被表示的实施类型上，即作为加权的变换器(附图12A)和/或作为具有阻抗变换的变换器(附图12B至12D)。附图12A的这种变换器又各自有偶数的指数。同样的也适合于附图12B，12C和12D。附图12B的变换器有一个阻抗变换比为1∶4(或者4∶1)。附图12C和12D的变换器是这样构成的，将它们构成为与整数(有选择的)不同的阻抗变换比。本发明重要的共同点还有附图12A至12D的变换器，涉及到对称性将它们构成为点对称的。