专门用于射频信号接收机的数字可控振荡器

摘要

将数字可控振荡器(8)安装在一个射频信号接收机中,该射频信号接收机进一步包括用于接收和整形该射频信号的装置(3)、一个相关级(4)以及一个时钟信号发生器。振荡器在其一个输入端接收带有将振荡器操作定时的第一频率(CLK)的一个时钟信号,和一个具有一些位(Nb)并且在其一个输出端提供至少一个带有确定为所述二进制码字和时钟信号函数的频率的输出信号(Mb)的二进制码字,该振荡器包括用于二进制码字最高有效位第一数字(0b)的第一累加级(12)和用于所述二进制码字最低有效位(Pb)第二数字的第二累加级(12)。第一累加级被定时于第一时钟频率(CLK)从而提供预定频率的输出信号,同时将第二级定时于低于第一时钟频率N倍的第二时钟频率(CLK/N)。将来自第二级的某些位数输出位(Qb)或二进制信号乘以N从而将其在第一频率(CLK)的时钟信号的每N个循环处引入第一级的输入端。

说明书

技术领域

本发明涉及专门用于诸如GPS型接收机这样的射频信号接收机的数字可控振荡器。这样一种振荡器用来在一个接收端接收带有能定时该振荡器操作的第一时钟信号以及由一些比特确定的一个二进制码字，并且在一个输出端提供至少一个带有确定为所述二进制码字和时钟信号函数的频率的一个信号。

背景技术

带有预定频率的这个输出信号基本上一个连续的矩形电压脉冲信号，其中，在一个给定时间期间，该脉冲的宽度以及两个脉冲之间的间距不需要一致。应该注意，可以将该输出信号看作在作为每个该振荡器输入端施加的二进制码字的函数的脉冲行程采用1或0值的串行连续比特。当然，所述振荡器在其输出端可以提供多于一个且其中每个由不同串行连续位确定的输出信号。

这些数字可控振荡器可用于特别是其环境是噪声的那些应用领域。在一个噪声环境中，从受到极大干扰的射频信号中提取所用的这些信号，同时保持该振荡器的良好的频率分辨率。这些应用领域例如可以是蜂窝电话或主要是诸如GPS接收机的射频信号接收机。

在射频信号接收机的情况中，一般将这些接收到的信号解调以便于从所述射频信号中提取信息。通常将数字可控振荡器放置在这种接收机相关级的解调环路中。这些振荡器允许以确定频率提供这些信号或例如将其相关从而产生所接收射频信号的载波频率的一个复制品。然后在相关级中将这个频率复制品乘以在所述接收机中形成的信号以便于能够提取有用信号。

在更为精确的GPS型接收机中，将第一数字可控振荡器放置在环路中从而产生接收到信号的载波频率复制品。将第二数字可控振荡器放置在环路中从而产生具有要被跟踪卫星的PRN伪随机码特性的复制品。

这些GPS型射频接收机尤其包括一个用于接收来自卫星的射频信号的接收天线，用于由天线所提供射频信号的一个接收和整形级，以及接收由接收级所产生的中频信号的相关级。该相关级由一些其中每个都包括一个相关器的信道组成。每个相关器因此包括上述的两个数字可控振荡器。

所述接收机还包括一个与相关级相连并用来计算作为在相关之后从由卫星发射的GPS信号中提取数据的函数的X、Y、Z位置、速度和时间数据的微处理器。从GPS信号中提取出的这些数据是GPS信息和伪随机域的数据。通常需要四个可视卫星来确定例如位置、速度和当地时间。

应该注意到，目前总共24位于环绕地球轨道上的这些卫星发射载有用于特别计算位置的星历和天文信息数据信息的射频信号。这些射频信号由处于157542GHz的第一载频L1组成，在该载频上调制了特别用于带有50HzGPS信息的每个卫星的处于1023MHz的P码和处于1023MHz的C/A PRN码。所述卫星还发射了处于12276 GHz的第二载频，在该载频上调制了带有50HzGPS信息的1023MHz的P码。在民用中，通过陆地接收机使用仅带有C/A码的载频来根据GPS信息计算X、Y、Z位置、速度和时间数据。

还被称之为金色码的每个卫星的C/APRN码(伪随机噪声)是对于每个卫星而言唯一的伪随机码从而可以区分该接收机内部由卫星发射的信号。

该伪随机PRN是由1023个码片组成并且每毫秒重复的数字信号。还可以通过金色码中的术语“信号出现时间”来定义该重复周期。要注意，一个码片采用类似于一比特的值1或0。但是，一个码片(GPS技术中常用的术语)应该区别于用于定义单位数据的一比特。

为32个卫星识别数确定这些金色码，这些识别数为分配给将要被放置在其中一个轨道平面上的轨道中的每个额外卫星的特定码保留一个自由选择。GPS接收机通常包括用于位于存储器中的这些码的数据，以及轨道中每个相应卫星的估计位置。因此，可以将与卫星的码频率和与估计载频相关的二进制码字提供给用于解调环路中的振荡器从而使得快速锁定在可视卫星上。

借助于例子，图1a示意性示出了这种类型的一般用于射频信号接收机中的数字可控振荡器。振荡器5在其输入端接收带有被放置在一个Nb位相位寄存器6中的并行Nb位的相位二进制码字。在解调环路中，它主要是被引入数字可控振荡器中的相位补偿二进制码字。寄存器6将存储的位数Nb提供给由时钟信号CLK定时的相位累加器7。将来自累加器7的输出线N’b与所述累加器的输入端相连以便于在每个时钟行程上将所述线上的并行输出位或二进制信号附加到位数Nb上。通常，输出位数N’b等于二进制码字位数Nb。从累加器输出的Lb位直接进入微处理器从而执行实时相位计算。将二进制信号数Mb作为带有由振荡器确定频率的输出信号来提供。输出位数Mb不需要等于输入到该振荡器中的所有位数Nb。在多数情况下，仅使用最显著的某些位来确定这些输出信号。

在多数射频接收机应用中，比如GPS接收机，功率消耗的降低已经变为必要。当将这种接收机用于包括电池或蓄电池电源的小尺寸物品中时这种功率消耗的降低特别重要。这样的对象例如可以是一个手表或一台便携式电话。

在这些小物品中，接收机的功率损耗不需要太大从而可以避免该物品对象的电池太过频繁地充电或蓄电池在短时间使用之后被系统地再次充电。要注意，依赖于便携式物品大小的电池越小，就越需要为GPS接收机集成电路设计小的电路单元。此外，要考虑在所述电路中处理这些信号从而提取拾取到的每个卫星的GPS信息和伪随机距离的处理方式。

下面将参考图1a描述的标准数字可控振荡器包括诸如GPS接收机这样的射频信号接收机的整个相关级的绝大部分功率损耗。这个振荡器应该足够大从而具有小的频率分辨率。根据要被处理的采样和量化信号，时钟频率CLK通常大于几兆赫，这意味着该振荡器的所有分量工作于非常高的频率。由此会产生作为这种标准振荡器一个主要缺陷的高功率损耗。

日本专利申请No.8-338865公开来一种GPS接收机。将这种前述类型的数字可控振荡器安装在这种接收机中，其目的在于减小在载频复制品产生环路中的分量数。为了实现该目的，建议在一个加法器中将一个最高有效位加到一些最小有效位中。随后将这些最高有效位保存在一个寄存器中以便于放置在该加法器的输入端以备随后的加法操作。在这个实施例中，在振荡器输出端不再需要一张搜索表来产生该载频复制品的四分之一相位信号。由经过一个XOR逻辑门的振荡器的两个输出信号以及由通过一个反相器的两个输出信号中的一个来提供该四分之一相位信号。所用的两个振荡器输出信号都是该输出信号的两个最高有效位。尽管振荡器环路输出分量在数量上减小了，但是振荡器本身功率损耗没有显著减小。从整体而言，该振荡器仍然工作于有缺陷的非常高的时钟频率。

发明概述

本发明的一个目的在于提供一种特别是用于射频信号接收机并能够尽可能减小能量损耗从而克服现有技术中振荡器缺陷的数字可控振荡器。这种数字可控直到完全可以保持与现有技术中的振荡器相同的小频率分辨率，但是与其相反，能够大大减小能量损耗。

除此之外，通过上述特别是用于射频信号接收机的数字可控振荡器来获得上述目的，该振荡器的特征在于它包括用于二进制码字最高有效位第一数字的第一累加级和用于所述二进制码字最低有效位第二数字的第二累加级，通过处于第一频率的时钟信号将第一累加级定时从而以预定频率提供输出信号，同时通过处于低于第一时钟频率N倍的第二频率的一个时钟信号定时第二级，在第一频率时钟信号的每N个循环，在第一级的输入端引入来自第二级的输出位或二进制信号的某些位数。

这种多相位数字可控振荡器的一个好处在于通过处于第一频率的时钟信号的N循环期间仅是振荡器的一半在工作从而减小能量损耗。相对于标准数字可控振荡器而言，这种多相位振荡器的分辨率没有减小。这个第一时钟频率是几兆赫数量级的。因此，如果在第一频率的N个时钟行程期间部分或大部分振荡器保持待命状态，则使得该振荡器的能量损耗大大减小。

与GPS型射频接收机的情况相同，这种多相位振荡器在噪声环境中特别有用。

在工作于第一时钟频率的累加级最高有效位中引入二进制码字的某些最高有效位。这部分是能够使该振荡器保持与通用振荡器相同频率分辨率的最重要的振荡器部分。在工作于低于第一时钟频率N倍的第二频率的累加级中的最低有效位中引入该二进制码字的最低有效位。该最低有效位的影响仅具有长期效应。因此，在第一频率N循环之后，将来自该累加级并乘以N的输出位或二进制信号引入累加级的最高有效位。

N是2的乘方，即，将N最好选为具有2^m的一个值从而确定一个二进制数，其中m是一个大于0的整数。N的值可以固定为例如16，这表示第二时钟频率低于第一频率16倍。如果在每个累加级中均匀分配最高有效位和最低有效位数，则该多相位振荡器的能量损耗可以估计为近似于常规振荡器的一半。

可以将用于接收机中的这个时钟频率调整为接收到的射频信号频率的函数，以便于以相同方式定时这些部分。这样还具有减小特别是相关级中的电路元件数并因此减小接收机能量损耗的效果。此外，通过转换或压缩即将进入相关级的射频信号的频率可以获得能量损耗的减小。

附图简要说明

在参考附图对本发明实施例的随后描述中将使多相位数字可控振荡器的这些目的、好处以及特征体现得更为清楚，其中：

已经被引用过的图1a示意性地示出了现有技术中的一个数字可控振荡器；

图1b示意性地示出了根据本发明的多相位型的一个数字可控振荡器；

图2更为详细地示出了根据本发明的多相位型数字可控振荡器的一个实施例；以及

图3示意性地示出了包括具有两个根据本发明多相位型数字可控振荡器的信道的一个相关级的GPS接收机。

发明详述

在下列说明中，仅参考用于低功率的射频信号接收机例如GPS型接收机来解释多相位型数字可控振荡器。将该接收机放置在包括用于该接收机部件电源供应的一个电池或一个蓄电池的设备中。但是，还可以合理地将这种多相位振荡器用于其它任何可以放置在噪声或干扰环境的设备中，例如在蜂窝电话通信领域。

如同参考图3所要描述的那样，将两个多相位型数字可控振荡器放置在GPS接收机相关级的两个环路中。一个环路涉及由该接收机接收到的射频信号的载频复制品的产生。另一个环路涉及表示被跟踪卫星的伪随机PRN码的产生。振荡器的这些功能是为了在输出端提供一个带有预定频率的信号。所述频率依赖于被设置在振荡器输入端的一个二进制码字以及依赖于用于振荡器操作的时钟信号。

图1b示出了工作于位并行结构的多相位型数字可控振荡器8的主要电路单元。该振荡器8主要包括用于带有在其输入端接收到的带有Nb位的二进制码字最高有效位数Ob的第一累加级和用于所述二进制码字的最低有效位数Pb的第二累加级。

该第二累加级由被称之为LSBA寄存器(最低有效位累加器)且用于二进制码字的Pb最低有效位的相位寄存器9、以及随后提供某些输出信号或输出位的一个相位累加器11组成。将存储在寄存器9中的Pb个位放置在累加器11的输入端以便于在第二频率CLK/N的每个时钟行程处将其附加到累加器11的前P’b个输出位中。通常，这累加器11的前P’b个输出位等于来自寄存器9的Pb位数。在施加到该累加器上的第二频率的每个时钟行程处，在该累加器11的输出端执行一个总加法运算。在该技术领域中，这种累加器的设计是本领域人员公知的。

在乘法器或多路复用器13中将来自相位累加器11的输出二进制位中的某些位或信号Qb乘以N。该乘法过程对应于将一个二进制数(2ⁿ)向着最高有效位移动输出位的N个位置。在第一累加级的输入端引入被乘过的位数Q’b从而将其附加到Qb个最高有效位中。该位数Q’b仅改变位于第一频率CLK处的时钟信号的N个循环之后的值。在当前情况中，位数Q’b等于位数Qb。

类似于第二累加级，第一累加级由被称之为MSBA寄存器(最高有效位累加器)且用于二进制码字的Ob最高有效位的相位寄存器10组成。寄存器10之后紧随提供包括预定频率输出信号或一些信号Mb的某些数量的输出二进制信号或位的一个相位累加器12。从位于累加器12输出端的最高有效位中选择该信号或这些信号Mb。将存储在寄存器10中的Ob个位放置在累加器12的输入端，类似于来源于第二累加级的Q’b个位。在第一频率CLK的每个时钟行程处将Ob个位和Q’b个位附加到来自累加器12的前O’b个输出位中。通常，这前O’b个输出位等于来自寄存器10的Ob个位。对于第二累加级，在第一频率CLK的每个时钟行程处，在该累加器12的输出端执行一个总加法运算。

来自于累加器12的一些输出位Lb直接进入该接收机的微处理器中从而执行例如相位或伪随机域的实时计算。

由处与第一频率CLK的一个时钟信号来定时第一累加级，对于应用于的低功率GPS接收机来说，这个第一频率可以具有例如4.36MHz的一个值。以低于第一时钟频率CLK N倍的第二频率CLK/N的一个时钟信号定时第二累加级。

将该值定义为2的倍数。最好将该值选择为2^m从而确定一个二进制数的位置，其中m是个大于0的整数。对于该振荡器，可以以小于第一时钟频率16倍来固定这个第二频率。在这个例子中，它可以是272.5kHz。

在第一时钟频率的每16个时钟行程中，将来自第二累加级的输出位的不同进位施加到第一最高有效位累加级的输入端从而对输出信号或第一级的这些信号进行最后的相关。由于在第一级的每个时钟行程中不发生附加进位的改变，因此，能够大大节约能量。

对于低功率的GPS接收机，将多相位数字可控振荡器设置在载频复制环路中。将在所述载波NCO振荡器输入端提供的这个二进制码字固定为被分成12个最高有效位Ob和12个最低有效位Pb的例如24位。在该二进制码字中这12位Ob占用(23：12)的位置，而12位Pb占用该二进制码字中的(11：0)的位置。参考图1b，理论上，仅有来自累加器11输出位P’b的Qb或Q’b的6个最高有效位用于第一累加级。

由于考虑到由于多普勒效应所引起的频率偏移所以要对载波复制的频率进行校正，因此，将一个二进制码字引入对应于载波复制校正相位或相位偏移的振荡器。通过下列方程定义带有这种多相位24位NCO振荡器的频率分辨率Δf_min：

Δf_min＝f_CLK2^-Nb

由于在这种情况中，时钟频率f_CLK是4.36MHz，因此这样给出了等效于260mHz的一个频率分辨率。

将另一个多相位数字可控振荡器放置在伪随机码PRN产生环路中。将在所述码NCO振荡器输入端提供的这个二进制码字固定为被分成14个最高有效位Ob和14个最低有效位Pb的例如28位。在该二进制码字中这14位Ob占用(27：14)的位置，而14位Pb占用该二进制码字中的(13：0)的位置。参考图1b，理论上，仅有来自累加器11输出位P’b的Q’b或Qb的6个最高有效位用于第一累加级。

由于对应于时钟信号的输出信号要被提供给一个伪随机码发生器，因此将一个二进制码字引入对应于相位或相位偏移以用于产生PRN码复制的多相位码NCO振荡器。必须考虑射频信号的相位以及用于码NCO振荡器的二进制码字的载频偏移。带有这种多相位28位VCO振荡器的频率分辨率Δf_min是16mHz数量级的。

不管是用于多相位载波NCO振荡器还是用于多相位码NCO振荡器，由于在最高有效位和最低有效位之间存在均匀分配，因此处于第一近似值的能量损耗是标准振荡器能量损耗的一半。当然，为了进一步减小能量损耗，可以进一步减小最高有效位数其代价是增加最低有效位数。但是，在这种情况中可能会稍微增加相位误差。此外，用于所述振荡器的位数可能不同于以前定义的24和28位。

在其中每个循环具有毫秒(信号出现时间)持续时间的某个整数循环之后，修改通过前面解调环路的识别器在振荡器输入端提供的这个二进制码字。在当前情况中，可以选择在16个循环即16ms之后修改提供给振荡器的这个二进制码字。

在图2中，更为详细示出了这种多相位数字可控振荡器的一个实施例。要注意，为了简化起见，在图2中没有示出用于两个二进制码字的输入寄存器以避免繁琐。该振荡器既可用于载频复制环路也可以用于伪随机码复制产生环路。

在振荡器输入端引入被标为Nb和Nb的两个二进制码字。带有Nb位的第一个二进制码字涉及在已经执行完相关和积分操作之后在载波或代码环路中所产生的相位偏移或相位或频率增量。带有Nb位的第二个二进制码字在整个解调操作期间固定不变。这个第二个二进制码字有关与从接收机存储器中提取出的代码或频率载波相关的一个值。此外，由于所接收到的射频信号被大大干扰，因此该第二个二进制码字有必要快速锁定在被搜索可视卫星上。

要注意，该射频信号的伪随加码和载波频率都是公知的。与轨道上卫星相关的一些数据都存储在与接收机微处理器相连的一个存储器中。该数据有关所述卫星的位置、其金色码以及那些当接通陆地GPS接收机时可以被该陆地GPS接收机所了解的信息。所述微处理器然后计算被跟踪卫星在轨道上的位置以便于发现作为由于多普勒效应所引起的偏移的函数而被校正的载频，并且确定该卫星相位码。将这个第二个二进制码字附加到振荡器环路的第一二进制码字中从而使得在解调环路中从干扰信号中提取出有用信号。

第一二进制码字的位数等于第二个二进制码字的位数。将第一和第二二进制码字的相同最高有效位数Ob和Ob引入第一最高有效位累加级12。将第一和第二二进制码字的相同最低有效位数Pb和Pb引入第二最高有效位累加级11。

该第二累加级11首先包括一个在其输入端接收第一和第二二进制码字最低有效位Pb和Pb的进位保存加法器110(CSA)。在进位传播加法器111(CPA)的输入端引入来自加法器110的带有进位C1的输出位S1。在被具有272.5kHz第二时钟频率CLK/N定时的触发器级112的输入端输入来自加法器111的输出位S2。在每个加在触发器级112上的时钟行程CLK/N上，产生新的二进制信号S3或输出位。如同参考图1b讨论的那样，在加法器110的输入端输入来自触发器级的输出位数P’b。输出位S3的位数等于位数P’b，因此，在第二频率CLK/N的每个时钟行程上，在加法器110中，将新的二进制信号或输出位P’b加到最低有效位Pb和Pb中。

将其中主要是最高有效位的来自触发器级112的输出位的某个数Qb输入到乘法器或多路复用器13的输入端。控制信号MX-NCO使得要被加载的Qb输出位的运行全部被附加到第一累加级上。该控制信号具有一个等效于第二时钟频率CLK/N的频率。在这Qb输出位上执行乘法或更为精确的朝着最高有效位方向的N个位置的移动，以便于给第一累加级的输入端提供被乘过的位数Q’b。

该第二累加级12首先包括一个在其输入端接收第一和第二二进制码字最高有效位Ob和Ob的第一进位保存加法器120(CSA)，以及第二累加级11的Q’b位。在第二进位保存加法器121的输入端引入来自加法器120的带有进位C4的输出位S4。在对应于进位传播加法器(CPA)的Brent & Kuhn(BKA)加法器122的输入端输入来自加法器121的输出位S5和进位C5。在由具有4.36MHz的第一时钟频率CLK定时的触发器级123的输入端输入来自加法器122的输出位S6。在触发器级123的每个时钟行程CLK上，产生新的二进制信号S7或输出位。如同参考图1b讨论的那样，在加法器121的输入端输入来自触发器级123的输出位数O’b。输出位S7的位数等于位数O’b，因此，在第一频率CLK的每个时钟行程上，在加法器121中，将新的二进制信号或输出位O’b加到输出位S4和进位C4上。从输出位S7中提取出一个或两个确定频率的输出信号Mb。从输出位S7中选择出这些信号Mb。

对于采用加法器CSA或CPA，读者可以参见例如公开了一个进位加法器的US专利号为4110832或1990年11月IBM技术公开公报第157到159页上的题为“Fast carry save adder”的文章(ref90A63170)以及其1981年3月公报上第4587到4590页题为“AdderArchitecture”的文章(ref81A02029)以获得详细参考。对于Brent &Kuhn加法器，可以参考取自计算机上的IEEE Trans.1982年第31卷260到264页、由R.P.Brent和H.T.Kuhn写的题为“ARegular Layout forParallel Adders”的文章。

在多相位码振荡器的情况中，输出信号Mb对应于为伪随机码发生器校正的时钟信号PRN-CLK。相反地，在多相位载波振荡器中，产生两个输出信号以使其输入到逻辑门中以便产生载频复制信号的四分之一相位信号。

可以将低功率GPS接收机安装到例如一个手表中。这个手表具有一个小尺寸蓄电池或电池，这意味着当这个GPS接收机工作时可以使其功率损耗尽可能小。有多种原因，由于主要的能量损耗是源于振荡器和相关级中的积分器，因此使这种GPS接收机带有多相位数字可控振荡器。

图3示出了一种低功率GPS接收机。它首先由用于接收来自一些卫星的射频信号的天线2以及用于由天线2提供的射频信号的接收和整形级3组成。该接收机还包括接收以复合形式出现在接收级3输出端的中频信号IF的相关级4，以及一个用于处理GPS信息的未示出的微处理器。所述相关级由一些例如12个信道组成，但是图3中仅示出了一个单信道。

在接收级3中，通过在相关级以4.36MHz频率采样从而提供400kHz的中频复合信号IF。因此该中频复合信号IF是由同相信号I和四分之一相位信号Q组成。

由于在这些情况的半数中，在整形级处理过的信号给出了不同奇偶性(-1和+1)的信号，因此在该接收机的GPS信号解调操作中必须考虑该奇偶性。

在低功率GPS接收机的情况中，建议以对于载频的1位量化来输出该中频信号IF，即使这种量化在信噪比(SNR)上会产生3dB数量级的额外损耗。

整形级3中的时钟信号发生器包括一个用于提供时钟信号的例如石英振荡器。在低功率GPS接收机应用中，该石英振荡器之后是分频器，该分频器能够提供4.36MHz第一时钟信号以及低于第一时钟信号N倍频率的第二时钟信号。该第二时钟信号CLK16固定在例如对应于N等于16的272.5kHz频率上。

这两个时钟信号使相关级的一些部分被定时，尤其是上述的两个数字可控振荡器。

要注意，由于两个因素确定这个值，因此4.36MHz的频率可以更小。第一因素有关复合采样算法，其中防重叠滤波器的带宽将时钟频率限制为最小3MHz。第二因素是有关与PRN码(1.023MHz)和载波(400kHz)频率异步的时钟频率。作为整形级RF/IF某个因素的函数，所述第一时钟频率被固定在4.36MHz。

被解调信息的数据是提供给位于相关级之后的微处理器的50Hz频率的信号。

如前所述，在天线处接收来自一些卫星的一些射频信号。由于其C/A码是正交的，因此接收机信道可以同时工作并锁定在相应卫星上。

提供给相关级的中频信号IF包括通常近似大于有用信号16dB的噪声，这就是为什么需要了解接收机解调信号的形状。其作用为了一旦这些信道每个都被锁定在相应可视卫星上时能确保IF信号的相关以及对于用于微处理器的GPS信息的解调。

在第一卫星搜索阶段中，建立频率参数并且加载PRN码以便于能开始搜索信道。它检测位于带有一个码片分辨率的单个载频中的所有可能相位。当已经发现卫星时，电路锁定在该信号上，同时调整内部产生的载波和码频率。只要该信号的功率足够，该信道就可以继续同步这些位并提取GPS信息。

为了确定伪随机域，同时为每个信道传送PRN码发生器的状态，以及多相位NCO振荡器的当前码相位。这样可以使用小于1毫秒的分辨率来发现有关接收机与卫星分开距离的信息。但是，对于微处理器需要锁定在至少四个卫星上以便于能提取出所有位置、速度和时间数据。

下面将参考图3解释接收机信道的相关级。所示的这个相关级一部分用于PRN码控制环路而另一部分用于载频控制环路。有关该相关级的更为详细的情况，读者可以参考取自由Philip Ward撰写和由Elliott D.Kaplan编辑(Artech House Publishers，USA1996)、ISBN编辑号为0-89006-793-7的书“Underatanding GPS Principles andApplications”第五章内容的提示。读者还可以参考由AmericanInstitute of Aeronautics and Astronautics1996年印刷、由A.J.VanDierendonck撰写的书“Global Positioning System andApplications”第八章题为“GPS接收机”的内容。

在相关级中，为了节约能量，已经从码控制环路中去掉了准时元件(punctual component)，但是可以观察到在信噪比中还是有2.5dB数量级的损耗。

在图3中由其上由定义为2位的斜线横断的粗线表示的中频信号IF是一个由1位同相信号I和1位四分之一相位信号组成。所述中频信号IF已经被采样和量化，并且首先经过一个载波乘法器级20。乘法器20将信号IF乘以内部产生的载波复制信号的余弦减去I乘以正弦从而从复合信号中提取出同相信号I。乘法器22将信号IF乘以内部产生的载波复制信号的负正弦减去I乘以余弦从而从复合信号中提取出四分之一信号Q。

该操作之后，在被切换到带有在对应于所希望卫星的所述信道内产生的PRN码的信道中可以发现要获取的卫星PRN码的等效值。为了做到这一点，同相和四分之一相位信号经过第二级乘法器23从而将带有PRN码较早复制和较晚复制的信号I和Q相关以获得四个相关信号。在相关级的每个信道中，仅保持较早和较晚复制信号以替代三个复制信号而通常不用考虑准时复制。这样可以减少相关元件数。

乘法器24接收信号I和来自2位寄存器36的较早复制信号E，并提供一个相关了的较早同相信号。乘法器25接收信号I和来自2位寄存器36的较晚复制信号L，并提供一个较晚同相相关信号。乘法器26接收四分之一相位信号Q和较早信号E，并提供一个相关了的较早四分之一相位信号。最后，乘法器27接收信号Q和较晚复制信号L，并提供一个相关了的较晚四分之一相位信号。在本发明当前实施例中，较早复制信号E和较晚复制信号L之间的相位偏移是半个码片，这意味着带有准时中央元件P的相位偏移是1/4码片。为了简化起见，例如可以使用XOR逻辑门电路来组成该乘法器。

对于作为码片一半的较早和较晚信号，使用它们是为了拾取在获取卫星时所检测到的能量点，这样可以使用多余的准时信号，从而可以在低功率GPS接收机中避免任何不必要的损耗。尽管如此，使用这些较早和较晚分量足以获取卫星。

四个相关信号中的每个都能进入作为预检测元件的积分器计数器28、29、30、31，以10位示出输出值I_ES，I_LS，Q_ES，Q_LS，这意味着需要C/APRN码的一个完整循环来发现所述值。在每毫秒或每个信号出现时间获得I_ES，I_LS，Q_ES，Q_LS的一组完整值。在这些积分器之后环路中的所有操作都产生于带有1kHz频率信号的位并行结构之中。为了去掉被解调有用信号中的噪声部分，在余下的数字信号处理链中仅使用8个最高有效位。

在图中由其上由定义为8位的斜线横断的粗线表示的信号值I_ES，I_LS，Q_ES，Q_LS进入码环路识别器32并进入码环路滤波器33。码环路识别器执行信号I_ES，I_LS，Q_ES，Q_LS能量的计算操作。该识别器是本领域技术人员公知的延迟锁定环路(DLL)类型的非相干识别器。它是由一个8位乘法器和一个20位累加器组成。在该识别器中，由载波环路进行校正，由于在卫星发射信号期间，因此不仅在载频上能感受到多普勒效应，而且在调制在载频上的PRN码上也能感受到其效应。载波在码环路识别器中的贡献对应于该载波偏移增量分为1540。

根据该识别器的滤波结果，将相位增量施加到28位NCO上。多相位NCO将时钟信号PRN-CLK的频率校正到PRN码发生器35的频率以便于将C/APRN码的串行位传送给寄存器36从而产生一个新的相关性。这个28位NCO的频率分辨率是16mHz数量级。在该码的NCO中，除了相位增量的第一二进制码字之外，还输入对应于用于PRN码的一个理想频率值即1.023MHz的第二二进制码字。

同步并且锁定在所需卫星之后，将I_ES和I_LS的值输入到解调元件50中从而可以将超过1位的50Hz数据信息提供给微处理器。除了该信息之外，微处理器可以使用特别是有关输入到缓冲寄存器中的伪随机域的数据以便于计算X、Y和Z位置、速度以及精确的宇宙时间。

将更为详细地描述以上没有描述的元件，它们构成了本技术领域技术人员公知内容的一部分。

参考图3，将信号IF乘以由在乘法器21内产生的载波复制信号的余弦减去I乘以正弦所得到的值，并且将信号IF乘以由在乘法器22内产生的载波复制信号的负的正弦减去I乘以余弦所得到的值。这些正弦和余弦信号源自复制信号的COS/SIN表的单元45。其目的是为了最后从载有GPS信息的信号中提取出载频。

使用加法器37中的信号I_ES和I_LS之和来产生信号I_PS，并且使用加法器38中的信号Q_ES和Q_LS之和来产生信号Q_PS，这两个信号都表示为8位。以1kHz频率将这些值引入后面跟随有载波环路滤波器43的载波环路识别器42(包络检测)从而计算信号能量。该识别器包括一个8位乘法器和一个20位累加器。它是频率和锁相环类型。

在频率识别器上执行一个求平均值操作以便于增加载波跟踪环路的稳定性和精确性。如前所述，在累加器中提供的累加持续对应于16ms的16个循环。

根据识别器结果并且在经过滤波器之后，24位载波NCO44接收到用于载频复制校正的一个频率增量(二进制)。该24位NCO具有260mHz数量级的频率分辨率。在载波NCO中，除了频率增量的第一二进制码字之外，还输入了对应于考虑了多普勒效应的载频值的第二二进制码字。

尽管在确认了卫星信号出现值后仅修正载波跟踪环路，但是两个码和载波码征服(enslaving)处理过程在跟踪期间同步。

获取和跟踪算法需要用于解调的卫星载频复制信号。可能导致在任何来自移动卫星的射频信号的传输中固有的±4.5kHz之间频率误差的多普勒效应的消除是通过使用输入到接收机的信号的相位或频率来进行。

由于内部振荡器的不精确或由于电离层的影响所导致的其它误差增加了仅由于多普勒效应导致的误差。作为一个通常规则，可以预计频率偏移上升为近似±7.5kHz。这些误差当然可以在获取和跟踪阶段在码环路和载波环路中被校正。

在每个相关信号出现期间，可以通过增加一个码片来延迟PRN码相位。这样使得该码在时间上被位移从而发现卫星的相位偏移。曾经已经发现卫星包括发生在载波控制环路中的必须被校正的多谱勒效应的载频。由于被接收载频和所产生载频之间的频率差被限制在250Hz左右，因此，需要在所产生载波的不同频率处进行一些搜索。在最坏的情况中，为校正载波NCO中的频率需要多达20次的搜索。

还应该注意，定义为NCO的多相位数字可控振荡器必须足够大从而具有小的频率分辨率，这导致较大的功率损耗。通过采用多相位类型的振荡器，根据两个振荡器级中的分配的位数，至少可以将功率损耗减少为二分之一或更多。

此外，在每个解调环路中，必须考虑必须要减小的振荡器热噪声和量化噪声。在多相位振荡器中，量化噪声略大于标准振荡器的量化噪声，但是该量化噪声保持得非常小于热噪声。因此，可以在没有任何主要问题的情况下实现每个解调环路中的操作。

当然，特别用于低功率GPS接收机的多相位数字可控振荡器的其它实施例，可以通过本领域技术人员在不脱离由权利要求现定的本发明范围的情况下对其进行设想。除了上述的矩形信号之外，多相位振荡器的输出信号还可以是模拟类型的信号。类似地，可以以串行形式提供在振荡器输入端所引入的二进制码字，但是，在这种情况中，振荡器输入端的复杂程度将提高。