高清晰度电视接收机中帮助载波获取的可选增益调整

摘要

对于处理包含地面广播高清晰度电视信息和导频分量的残留边带(VSB)调制信号的接收机来说,多径干扰会导致接收信号频谱窄带内的显著衰减,该频谱包含高级电视系统委员会(ATSC)高清晰度电视(HDTV)广播信号导频,已经认定,在该接收机中需要放大输入信号,以便实现接收机的锁相环与接收导频的同步。一旦该初始获取已经建立,应用于接收信号的放大就可以不干扰导频同步而减至适于解调链中的保持单元的电平。因此,按照本发明,应用于接收的ATSC VSB信号的增益在导频获取期间比在解调保持阶段期间设定得要高。

说明书

发明领域

本发明涉及处理如残留边带(在美国由大联盟提出的VSB调制型)的高清晰度电视信号的接收机系统。

发明背景

从以码元形式传送数字信息的调制信号中恢复数据，在接收机端通常需要三种功能：用于码元同步的定时恢复，载波恢复(频率解调为基带)，和通道均衡。定时恢复是这样的处理，其中接收端时钟(时基)通过它与发送端时钟同步。这使得接收的信号能够在最佳时间点取样，以减少与接收码元值的判定指导处理有关的限幅误差。载波恢复是这样的处理，其中接收的射频(RF)信号在下变频为较低的中频带(比如近基带)以后，通过它被变频为基带，以允许调制基带信息的恢复。自适应通道均衡是这样的处理，其中信号传输通道中的环境变化和干扰的影响通过它被补偿。该处理典型地使用消除传输通道随频率变化的时间变量特性造成的幅度和相位失真的滤波器，来提供改进的码元判定性能。

发明概述

多路径干扰会导致接收信号频谱窄带内的显著衰减。如果是发生在包含高级电视系统委员会(ATSC)高清晰度电视(HDTV)广播信号导频的频带中，那么就认为需要放大输入信号，以便实现接收机的锁相环与接收导频的同步。一旦该初始获取已经建立，应用于接收信号的放大就可以不干扰导频同步而减至适于解调链中的保持单元的电平。因此，按照本发明，应用于接收ATSC残留边带(VSB)信号的增益在导频获取期间比在解调保持阶段期间设定得要高。

附图简述

本发明的教导可以通过将下面的详细说明结合有关附图一起考虑而容易理解，其中：

图1是高清晰度电视(HDTV)的一部分的框图；

图2示出了用于按照本发明执行载波获取的HDTV的详图；

图3示出了图1中数字解调器/载波恢复网络的详图；和

图4示出了用于执行本发明的流程图。

为了便于理解，可能的地方都已经使用了同样的参考数字，以指示与附图共有的同一个组件。

详细说明

图1中，地面广播、模拟输入、高清晰度电视(HDTV)信号由包括射频(RF)调谐电路的输入网络14和包括产生IF频带输出信号的双变频调谐器的中频(IF)模块16以及适当的自动增益控制(AGC)电路进行处理。接收的信号是如大联盟提出并应用于美国的抑制载波8-VSB调制信号。这样的VSB信号由一维数据码元群表示，其中仅一个轴包含要由接收机恢复的量化数据。为了简化图1，用于同步图示功能块的信号没有示出。

如日期为1994年4月14日的大联盟HDTV系统规范中所述的，VSB传输系统使用规定数据帧格式传送数据。位于抑制载波频率的小导频信号被加到发送信号中，以帮助在VSB接收端实现载波锁定。每个数据帧包括两场，每场包括313段832个多电平码元。每场的第一段称为场同步段，剩余的312个段称为数据段。数据段典型地包含MPEG兼容(MPEG：活动图象专家组)数据包。每个数据段包括四个码元段同步符，随后是828个数据码元。每个场段包括四个码元段同步符，随后是场同步分量，包括预定的511个码元伪随机数(PN)序列和三个预定的63个码元PN序列，它中间的一个在连续的场中反向。VSB模式控制信号(定义VSB码元群大小)跟随在最后63个PN序列之后，其后是96个备用码元和12个从前一场复制的码元。

接着说图1，来自IF模块16的频带IF输出信号由模数转换器(ADC)19转换为过取样数字码元数据流。来自ADC19的输出过取样数字数据流由全数字解调器/载波恢复网络22解调至基带。这是由全数字锁相环响应接收的VSB数据流中的小基准导频载波完成的。单元22产生输出I相位解调码元数据流，如参照图3详细描述的。另外，按照本发明，单元22与AGC控制器52连接以产生IF和RF AGC信号。用于产生AGC信号的装置和方法在下面参照图2和4说明。

ADC19使用21.52MHz取样时钟，即接收码元速率的两倍，过取样输入10.76M码元/秒VSB码元数据流，从而用两个取样/码元提供过取样21.52M取样/秒数据流。这种基于处理的两个取样/码元的取样，而不是基于处理的逐个码元(一个取样/码元)的取样的使用，产生了有利的连续信号处理操作的实施，比如与DC补偿单元26和国家电视标准委员会(NTSC)干扰检测器30有关的操作。

与ADC19和解调器22连接的是段同步和码元时钟恢复网络24。网络24从随机数据检测和分离每个数据帧的重复数据段同步分量。段同步用于再生正确定相的21.52MHz时钟，它被用于控制模数转换器19的数据流码元取样。网络24有利地使用简化双码元相关基准模式和有关的双码元数据相关器来检测段同步。

DC补偿单元26使用自适应跟踪电路从解调VSB信号中消除导频信号分量造成的DC偏移分量。场同步检测器28通过比较每个接收的数据段和存储在接收机存储器中的理想场基准信号来检测数据场同步分量。除实现场同步外，场同步信号还提供用于通道均衡器34的训练信号。

NTSC交织检测和抑制由单元30执行。然后，信号由通道均衡器34自适应均衡，该均衡器可以结合盲目、训练和判定指导模式进行操作。均衡器34可以是大联盟HDTV系统规范中和IEEE消费者电子学报1995年8月W.Bretl等人撰写的文章“大联盟数字电视接收机的VSB调制解调器子系统设计”中说明的类型。均衡器也可以是序列号为09/102885(RCA88,947)的美国专利申请中说明的类型。在均衡器34之前，来自检测器30的输出数据流被下变频为一个取样/码元(10.76M码元/秒)的数据流。该下变频可以通过适当的下取样网络(为简化图1而未示出)来实现。

均衡器34校正通道失真，但相位噪声随机改变着码元群。相位跟踪网络36消除来自均衡器34的输出信号中剩余的相位和增益噪声，包括前面的载波恢复网络响应导频信号没有消除的相位噪声。然后，相位校正信号由格子解码器40格子解码，由去交织器42去交织，由Reed-Solomon解码器44 Reed-Solomon误差校正，和由解扰器46解扰(去随机)。然后解码的数据流由单元50进行音、视频和显示处理。

调谐器14、IF模块16、场同步检测器28、均衡器34、相位跟踪环36、格子解码器40、去交织器42、Reed-Solomon解码器44和解扰器46可以使用1994年4月14日的大联盟HDTV系统规范中和上述Bretl等人的文章中说明的类型。适于执行单元19和50功能的电路是公知的。

单元22中的解调由全数字自动相位控制(APC)环执行，以实现载波恢复。锁相环使用导频分量作为初始获取和用于相位获取的标准鉴相器的基准。导频信号嵌在包含表现为随机、类噪声模式的数据的接收数据流中。随机数据基本上被解调器APC环的滤波处理忽略。ADC19的10.76M码元/秒输入信号是VSB频谱中心在5.38MHz而导频分量位于2.69MHz的近基带信号。输入数据流由ADC19以21.52MHz两倍过取样。在来自单元22的解调数据流中导频分量已经下变频至DC。

图3示出了数字解调器22的详图。来自ADC19的8-VSB调制、过取样数字码元数据流，包含较低频导频分量，被应用于Hilbert滤波器320和延迟单元322的输入。Hilbert滤波器320将引入的IF取样数据流分离为“I”(同相)和“Q”(正交相位)分量。延迟322提供与Hilbert滤波器320延迟一致的延迟。I和Q分量在APC环中使用复数乘法器324变换至基带。一旦环路被同步，乘法器324的输出就是复数基带信号。来自乘法器324的输出I数据流作为实际解调器输出，并且还用于低通滤波器326提取接收数据流的的导频分量。来自乘法器324的输出Q数据流用于提取接收信号的相位。

在相位控制环中，来自乘法器324的I和Q输出信号分别应用于低通滤波器326和328。滤波器326和328是具有约为1MHz截止频率的Nyquist低通滤波器，用于在单元330和332 8：1数据下取样之前减少信号带宽。下取样Q信号由自动频率控制(AFC)滤波器336滤波。滤波后，Q信号由单元338限幅以减少对鉴相器340动态范围的要求。鉴相器340检测和校正提供给它的输入的I和Q信号之间的相位差，并产生输出相位误差信号，它由例如二阶低通滤波器的APC滤波器344滤波。由单元340检测的相位误差表示接近DC的期望导频信号频率和接收导频信号频率之间的频差。

如果接收导频信号呈现接近DC的期望频率，AFC单元336将不产生相移。输入给鉴相器340的I和Q通道导频分量将呈现没有相互正交相位关系的偏差，由此，鉴相器340产生零或接近零值的相位误差输出信号。但是，如果接收导频信号呈现错误的频率，AFC单元336将产生相移。这将导致应用给鉴相器340输入的I和Q通道导频信号之间的附加相位差。鉴相器340响应该相位差产生输出误差值。

因为先前单元330和332的下取样，来自344的滤波的相位误差信号由内插器346 1：8上取样，从而数控振荡器(NCO)348工作在21.52MHz。内插器346的输出应用给NCO348的控制输入，它为解调接收数据流而本地再生导频信号。NCO348包括正弦和余弦查阅表，用于响应来自单元340、344和346的相位控制信号，在正确的相位再生导频。NCO348的输出被控制，直到乘法器324的I和Q信号输出使鉴相器340产生的相位误差信号基本为零为止，从而表示正确解调的基带I信号呈现在乘法器324的输出。

在数字解调器22中，主要的信号处理装置基本上包括部件336、338、340和344。由单元330和332提供的8：1下取样有利地节省了解调器的处理能力和硬件，并且通过使APC环部件336、338、340和344定时在较低的时钟速率上，例如使用21.52MHz/8或2.69MHz时钟代替21.52MHz时钟，而实现处理效率。尤其是当数字信号处理器(DSP)用于实现网络22和鉴相环时，所述的数据降低通过例如适当要求较少行指令码而带来软件效率。DSP设备环路可用于其它的信号处理目的。当特定用途集成电路(ASIC)用于实现网络22时，数据的降低带来降低的硬件和能力要求，以及降低的集成电路表面积。解调器有利地使用导频分量来实现载波恢复，并通过限幅器的判定数据采用了前馈处理，而不是相对复杂而耗时的反馈处理。

当多径在ATSC信号中出现时，导频有可能比频谱中的其它频率被更多地衰减。锁相环(PLL)用于锁定至该导频上，以便在接收端具有将VSB频谱外差降至基带的相关基准。典型地，该PLL将能够跟踪比它将获得的信号要低的电平信号。当多径造成的导频衰减变得相当严重时，作用在整个VSB频谱上的自动增益控制电路可能达到稳态，从而在导频频率上就没有足够获取的能量。按照本发明，对该问题的解决方法是在载波获取期间对自动增益控制(AGC)使用比剩余的解调处理期间使用的要高的基准功率。这增加了获取阶段期间在PLL输入可获得的导频能量。因此，该方法使得导频在较高的衰减下能够顺利地获取。PLL锁定以后，应用于接收信号的AGC基准功率(放大因数)能够根据剩余解调块的工作范围而降低。

图2示出了用于按照本发明执行载波获取的HDTV的详图。图4示出了用于执行本发明的流程图。为了最好地理解本发明，阅读者应当同时参照图2和4。

更清楚地，图2描述了包括处理器202和检测器204的AGC控制器52。根据先前参照图1讨论的，AGC控制器52与RF调谐器14、IF调谐器16、ADC19和载波恢复网络22连接。处理器202从输入设备接收输入信号，并且在检测器204中设定基准功率值。检测器204比较基准功率值和来自ADC19的基带或近基带电视信号，并产生由IF模块16接收的控制信号。

响应该控制信号，IF模块16中的AGC电路调整IF模块16的增益。当基带电视信号的功率低于基准功率值时，控制信号被设定为增大增益。当基带电视信号的功率高于基准功率值时，控制信号被设定为减小增益。象这样，如果基准功率值增加，输入电视信号就被放大。同样地，如果基准功率值减少，输入电视信号就被衰减。虽然上面讨论了IF模块16的增益，但是RF调谐器14的增益也可以响应控制信号而调整。

图4示出了详述执行本发明方法400的流程图。方法400在步骤402启动，其中输入信号在处理器202被接收。输入信号可以经按钮或某个输入设备(未示出)手动提供，或者在实现一段时间的导频检测的软件程序执行时自动提供。方法400进行到步骤404，其中处理器202将基准功率值设定为高基准功率值，比如高于基带电视信号的功率。响应高基准功率值，检测器204对IF模块16增加控制信号的数值。在收到增加的控制信号数值时，IF模块16的增益被增大，从而将电视信号放大至第一放大电平。更重要的是，较高的增益还增大载波恢复网络26的导频能量，从而实现载波获取或对导频的获取。

在步骤406，处理器202从载波恢复网络26接收载波锁定信号。方法400进行到步骤408，其中处理器202将基准功率值设定为较低的或正常的基准功率值，比如低于已经在前面增大功率的电视信号。正常基准功率值被适当设定或根据经验确定，以便提供适于执行其它解调、获取或其它参照图1讨论的HDTV操作的基带电视信号。

响应正常基准功率值，检测器204对IF模块16降低控制信号。在接收到降低的控制信号时，IF模块16将电视信号放大至第二放大电平。由于第二放大电平低于第一放大电平，IF模块16的增益被减小。在步骤408设定较低的基准功率值以后，方法400在步骤410继续剩余的获取和HDTV稳态操作。

一旦检测到导频，数据信号以1998年8月26日提交的(RCA89,095)序列号为09/140,257的美国专利申请中说明的常规方式被解调和处理。

虽然结合本发明教导的各种实施方案在此已经详细示出和说明，但是那些本领域技术人员能够容易地设计出许多其它的仍然结合这些教导的实施方案。