在CT扫描器中生成精确投影数据的改进的数据收集系统

摘要

一种用于CT扫描器中的数据收集系统,包括:一模数转换装置,该装置响应模拟信号生成数字信号,这些模拟信号表示在恒定取样速率下生成的投影数据;以及一与该取样速率无关地生成随这些数字信号而变的多个预定投影角的投影数据的内插滤波器。

说明书

                     发明领域

本发明一般地涉及用于计算机x线断层造影(CT)扫描器中的数据收集系统(DAS)，特别涉及一种改进的DAS，包括：一以恒定的频率或速率对检测器模拟输出信号取样的模数转换器和一与取样速率无关地对样本进行内插的内插滤波器，从而生成与预定投影角对应的投影数据。

                     发明背景

图1为一典型现有第三代CT扫描器10的轴向图，该扫描器包括分别固定在一环形转盘16直径方向两边上的一x线源12和一x线检测系统14。该转盘可转动地装在一机架(未示出)中，从而转盘在x线断层造影扫描过程中围绕一转动轴线18(该转动轴线与图1纸面垂直)连续转动，同时x线从该线源12穿透位于该转盘开口中病人20之类物体后照射到该检测系统14上。

该检测系统14一般包括一排列在比方说一圆弧上的单行检测器阵列22，该圆弧的曲率中心24称为＂焦点＂，x线源12的射线从该点射出。还公知有其他检测器系统。x线源和检测器阵列的位置布置成：线源与每一检测器之间的x线线路都位于与转盘的转动轴线18垂直的同一平面(该平面下文称为“转动平面”或“扫描平面”)中。由于从一点线源射出的各线路以不同角度射到各检测器上，因此这些线路形成一“扇形光束”26照射到检测系统14上。扫描过程中在一测量时间间隔照射到一检测器上的x线通常称为一“射线”，每一检测器生成一表示其对应射线的强度的模拟输出信号。由于每一射线的一部分受其线路中所有质量的衰减，因此每一检测器生成的模拟输出信号表示该检测器与线源之间的所有质量的密度对该测量时间间隔的积分(即该检测器对应线路中的质量的密度)。

各x线检测器生成的模拟输出信号一般由该CT系统的一信号处理部(图1中未示出)处理。该信号处理部通常包括一模拟低通滤波器和一DAS。该低通滤波器除去x线检测器生成的模拟输出信号中的高频分量，该DAS对低通滤波器生成的模拟输出信号进行滤波，提高其信噪比。一种这样的DAS见转让给本发明受让人的美国专利No.4,547,893。还公知有其他类型的DAS。DAS通常还对滤波信号取样，生成表示每一投影过程中所收集的投影数据的数字输出信号。DAS生成的数字输出信号称为“投影数据信号”。在一测量时间间隔中收集到的所有投影数据信号通常称为一“投影”或一“视图”，转盘16上x线源12和检测系统14与一投影或视图对应的角向称为“投影角”。

在一次x线断层造影扫描中，理想的情况是，转盘16围绕被扫描物体平稳、连续转动，使得扫描器10生成与多个投影角精确对应的多个投影。在一般的x线断层造影扫描中，转盘围绕被扫描物体至少转动360°，理想的情况是，转盘每转动一增量Δθ，扫描器生成一新投影。例如，当360°扫描中Δθ为0.125°时，扫描器生成2,880个(即360乘8)投影。测量相邻两投影的取样间隔(即转盘转过一Δθ所需时间)一般以毫秒计。

使用倒Radon变换之类的公知算法，可以从对应投影角测量的所有投影收集的数据中生成一x线断层图。一x线断层图表示被扫描物体的一两维“断层面”的密度。从各投影生成一x线断层图的过程通常称为“反向滤波投影”或“重建”，因为该x线断层图可看作从这些投影数据重建。该信号处理部通常包括一从这些投影生成该x线断层图的反向投影器。

在扫描过程中收集数据通常必须满足至少两个要求。首先，收集数据必须动态范围尽可能大、信噪比尽可能高。其次，必须以精确和已知的转角收集数据，以便使用更简单、更快的重建算法。这些重建算法一般要求以等距投影角(即转盘16在生成相继投影数据之间正好转动Δθ，不多也不少)生成用来重建一x线断层图的投影数据。如果用来生成一x线断层图的各投影不以等距投影角生成，所得的x线断层图中通常会出现不应有的伪影。但是，现有CT扫描器很难以精确的等距投影角生成投影。

无法以精确、已知转角收集数据的原因至少有三条。第一，转盘不以恒速转动，从而投影测量的时间间隔不等，投影数据不以精确相等的Δθ收集。第二，角度测量不精确。第三，角度标记和位置测量不够精确。

就第一条原因而言，如上所述，在一般x线断层扫描中，转盘16至少转动360°，该转动通常在约两秒中完成。事实上，极难把转盘16的转动控制在精确恒定的转速上。转盘16的转速一般总是呈某种不规则性或相位噪声，这有时称为抖动。图2示出这一不规则性的结果。图2的Y轴表示转盘16的角向，X轴表示一x线断层扫描中的时间。图2中用曲线A即一直线表示转盘16的一理想、线性、恒转速迹线。图2的曲线B表示转动不规则的转盘16的转角迹线。如转盘16遵从理想的曲线A迹线，就会以等距投影角生成在恒定速率或频率(或取样时间间隔相等)下生成的投影。如图2所示，如在取样时间T1、T2和T3处生成三个投影，这些取样时间之间的间隔Δt相等，则这三个投影的投影角之间的间隔相等，都为Δθ。但当转盘遵从曲线B的非理想迹线时，在这些取样时间生成的投影的投影角之间的角度间隔不等。如图2所示例子所示，在时间T1和T2生成的投影的投影角之间的角度间隔为(Δθ-δ₁)，而在时间T2和T3生成的投影的投影角之间的角度间隔为(Δθ+δ₂)。因此转动不规则的转盘16造成以恒定速率或频率生成的投影的投影角之间的角度间隔不等。如果说不是全部、但大多数现有CT扫描器中的转动不规则性的幅度通常足够大，从而使用恒定速率或频率生成的投影生成的x线断层图的质量大大下降。

图3为用来补偿转盘不规则转动的另一现有CT扫描器100的方框图。扫描器100包括一相对于一静止台架130转动的转盘116。一检测器系统114、一低通滤波器阵列120、一DAS132和一x线源(例如图1所示线源12)装在转盘116上随之转动。静止台架130包括一用从该转盘收到的原始数据进行重建算法的计算机或CT处理器138。DAS132包括多个模数转换器或模数转换器阵列134和一个多路复用器136。如所公知，DAS还可包括上述美国专利No.4,547,893所述的滤波器之类其他元件。检测系统114为一包括N个检测器Di的N通道线性阵列，i为1-N。同样，低通滤波器阵列120和转换器阵列134为分别包括N个滤波器LPFi和模数转换器ADCi的N通道阵列，i为1-N。

在一x线断层扫描中，转盘16转过多个投影角的各投影角时，检测器阵列114生成N个模拟输出信号后传给低通滤波器阵列120。确切说，由第i通道检测器Di生成的第i通道中的模拟信号传给第i通道低通滤波器LPFi，i为1-N。第i通道低通滤波器LPFi收到由检测器Di生成的模拟信号后生成一滤波模拟信号传给第i模数转换器ADCi，i为1-N。第i模数转换器ADCi对第i滤波器LPFi生成的该滤波模拟信号取样，生成取样原始数据信号RawDi，i为1-N。第i原始数据信号RawDi包括在取样时间Tj收集的一组样本或数据点RawDi(Tj)，j为1-J，其中，J表示每次扫描的总投影数。在任何给定取样时间Tj，所收集的N个数据点RawDi(Tj)，i为1-N，可看作在与取样时间Tj对应的一投影角上生成的一投影。一投影中的N个数据点RawDi(Tj)经多路复用器136时分多路复用地传给静止台架130上的处理器138。如所公知，多路复用器136用来减少转盘116与静止台架130之间的连接数。CT处理器138用由转盘116收集的投影数据生成x线断层图。

转盘116上还装有实时测量转盘角向、生成表示该角向的转盘转角信号的系统。生成转盘转角信号的现有系统的例子见申请人为BernieGordon、David Winston、Paul Wagoner和Douglas Abraham、申请日为1995年7月11日的美国专利No.5,432,339“测量转动装置的几何、位置及运动参数的设备和方法(Apparatus for and Method of Measuring Geometric，Positional and Kinemetic Parameters of a Rotating Device)”以及申请人为Geoffrey A.Legg、Gerard P.Riley和Hans J.Weedon、申请日为1997年10月10日的美国专利申请No.08/948,493“用于控制作为转动装置的转动参数的函数的系统函数的测量和控制系统(Measurement andControl System for Controlling System Function as a Function of RotationalParameters of a Rotating Device)”(代理人案卷号No.ANA-139)，这两个在先专利和申请都转让给本受让人。这些系统随着转盘转动检测标记，当检测到与投影角对应的标记时生成与上述转盘转角信号类似的转角信号。该转盘转角信号传给CT处理器138。处理器138监控转盘116的方位，生成一速率变动取样时钟信号，该信号传到模数转换器134，用来控制模数转换器134的运行。处理器138(通过速率变动取样时钟信号)控制模数转换器134，使得转换器阵列134以等间距投影角生成投影(即对滤波模拟信号取样)。如图2所示，当转盘转动不规则时，以恒定频率取样无法生成这种等间距投影。而是，静止台架130响应所检测到的转盘不规则转动调节(由转盘转角信号测量)速率变动取样时钟信号的相位和频率，使得转换器阵列134以所需投影角生成投影。由于扫描器100中的投影不以恒定频率生成(即不以等距时间间隔生成)，因此扫描器100称为“按要求取样”型扫描器。

按要求取样扫描器原则上可有效补偿转盘转动的不规则性。但是，图3所示按要求取样扫描器存在若干问题。一个问题与低通滤波器阵列120与模数转换器阵列134之间的相互作用有关。低通滤波器阵列120有一转移函数，模数转换器阵列134有另一转移函数。用来生成原始数据信号RawDi的转移函数为对应低通滤波器转移函数与模数转换器转移函数的组合。低通滤波器转移函数通常选择成：检测器输出信号中高于选定频率f_max的所有信号分量在滤波信号中受到抑制。所选频率f_max通常与模数转换器阵列134使用的取样频率有关，以确保检测器输出信号中的高频分量不混入原始数据信号。

通常把模拟RC(电阻-电容)网络用作低通滤波器阵列120，各滤波器的低通滤波器转移函数决定于对应RC网络的元件的值。模数转换器转移函数部分地为速率变动取样时钟信号的相位和频率的函数。因此，当频率不变、相位稳定的速率变动取样时钟信号传给模数转换器阵列134时，对所有通道i和所有取样时间j，用来生成各数据点RawDi(Tj)的转移函数都相同。但是，由于在CT扫描中调节速率变动取样时钟信号的相位和频率，因此无法使用同一转移函数生成所有数据点RawDi(Tj)。例如，用来生成数据点RawD1(T5)的转移函数与用来生成数据点RawD1(T7)的转移函数不同。理想的情况是，当速率变动取样时钟信号的相位或频率变动时(从而模数转换器转移函数相应变动)，低通滤波器转移函数作出补偿性变动，以确保使用同一组合转移函数生成所有数据点RawDi(Tj)(和所有投影)。但是，由于低通滤波器转移函数决定于用作滤波器的具体RC网络，因此低通滤波器转移函数很难随速率变动取样时钟信号的相位和频率的变动而变动。

因此，当为确保一次扫描中以精确等距投影角间隔生成所有投影而改变速率变动取样时钟信号的相位和频率时，由于速率变动取样时钟信号的这一改变，无法使用同一组合转移函数生成所有投影，从而所得x线断层图伪影增加，信噪比降低。

图3所示按要求取样扫描器的另一个问题是，阵列134中的模数转换器不是运行在一恒定频率下，而是必须运行在受速率变动取样时钟信号控制的变动相位和频率下。这种转换器的制作成本比频率恒定的模数转换器高。如模数转换器运行在恒定取样频率下，可减小CT扫描器的成本和复杂性。但是，在现有扫描器中，由于转盘不规则转动所造成的上述问题，无法实现这一点。

本发明CT扫描器可克服现有CT扫描器的上述和其他问题和不足。

                         本发明的目的

本发明的一个目的是大大减轻或克服现有技术的上述问题。

本发明的另一个目的提供CT扫描器中的改进的投影生成系统。

本发明的另一个目的是提供一种改进CT扫描器，该扫描器把数据收集与投影生成隔绝。

本发明的另一个目的是提供一种改进CT扫描器，该扫描器使用恒定频率对响应x线检测器生成的模拟输出信号取样，然后在这些样本之间进行内插，从而在所需投影角上生成投影。

                        本发明概述

上述和其他目的由一改进CT扫描器实现，该扫描器包括一模数转换器，该模数转换器使用恒定频率对响应x线检测器生成的输出信号取样。该扫描器还包括一数字滤波器，该数字滤波器在由模数转换器生成的样本之间进行内插，从而在所需投影角上生成投影。

按照本发明的一个方面，提供一种改进DAS。该DAS包括一数字滤波器，该数字滤波器在由模数转换器生成的样本之间进行内插。

从下述详细说明中可清楚看出本发明的其他目的和优点，在下述详述中，所示、所述若干实施例只是为了例示出本发明的最佳方式。从下文可见，在本发明范围内，本发明可有其他不同实施例，其各方面细节可加修正。因此，附图和说明应看成例示性的而非限制性的，本申请的范围示出在权利要求书中。

                       附图的简要说明

可从结合附图的下述详述中更充分理解本发明的性质和目的，在这些附图中，相同部件用同一标号表示，附图中：

图1为一现有CT扫描器的轴向视图；

图2示出通常存在于CT扫描器中的转盘转动的不规则性；

图3为现有按要求取样CT扫描器的一部分的方框图；

图4为本发明CT扫描器一部分的一优选实施例的一部分的方框图；

图5A、5B、5C和5D示出图4所示扫描器的DSP滤波器的工作情况；

图6为本发明CT扫描器一优选实施例的一部分的方框图；

图7示出图6所示DSP滤波器的工作情况；

图8为可用于本发明的一西格马-德尔塔(Sigma-Delta)模数转换器的方框图。

                     附图的详细说明

图4为本发明CT扫描器200的方框图。扫描器200与现有扫描器100(见图3)类似，但扫描器200包括按本发明改进的转盘216。检测器阵列114、低通滤波器阵列120、一x线源(未示出)和一改进DAS232装在转盘216上随之转动。改进DAS232包括一模数转换器阵列234、一数字信号处理(DSP)滤波器238和多路复用器136。

由检测器阵列114生成的N个模拟输出信号传给低通滤波器阵列120，该低通滤波器阵列然后生成N个滤波信号。阵列234中的第i模数转换器ADCi收到由第i低通滤波器LPFi生成的滤波信号后生成一数字输出信号，i为1-N。由阵列234中的第i模数转换器ADCi生成的数字输出信号包括在取样时间Tj生成的一组数字样本或数据点ADCi(Tj)。由转换器阵列234生成的数据点传给DSP滤波器238，该DSP滤波器生成原始数据信号(或投影数据)。DSP滤波器238还生成一频率不变、相位稳定的速率固定取样时钟信号传给模数转换器阵列234。在扫描器200中，由处理器138生成的速率变动取样时钟信号传给DSP滤波器238，而不是如现有扫描器100那样传给模数转换器阵列134。

在扫描器200中，模数转换器阵列234在受速率固定取样时钟信号控制的恒定取样速率或频率下对低通滤波器阵列120生成的滤波信号取样。由于阵列234中的模数转换器运行在恒定频率下，因此比扫描器100中阵列134中必须运行在变动取样速率或频率下的转换器简单、成本低。因此，与扫描器100不同，在扫描器200中，生成两相邻数据点ADCi(Tj)和ADCi(T(j+1))之间的时间对所有j都相同。但是，由于阵列234中的模数转换器运行在恒定频率下，因此无法保证取样时间Tj与应该生成投影的时间相符。特别是，台架130可能通过速率变动取样时钟信号要求DAS在时间Tj+δ(δ可正可负)上生成一投影。

DSP滤波器238为在时间Tj+δ(δ可正可负)上生成该投影的数据点，最好内插由转换器阵列234生成的时间上相邻两数据点的一邻域。确切说，DSP滤波器238最好按照下列方程(1)生成一投影中的数据点RawDi(Tj+δ)，其中，该投影包括所有数据点RawDi(Tj+δ)，i为1-N。 $>>RawDi>>(>Tj>+>\delta >)>>=>>\Sigma >>k>=>j>->>Size>2>>>>j>=>>Size>2>>>>W>>>(>Tj>+>\delta >,>k>)>>*>>ADCi>>(>Tk>)>>->->->>(>1>)>>>s>$

在上述方程中，数量δ大于等于-Δ/2，小于等于+Δ/2(即δ的范围不超过生成时间上相邻两数据点ADCi(Tj)和ADCi(T(j+1))之间的时间间隔；常数Size表示DSP滤波器238用来内插数据点RawDi(Tj+δ)的时间邻域的大小；滤波器238按照δ的一函数选择权重W(Tj+δ，k)。

按照本发明的至少一个方面，扫描器200把数据收集与投影数据生成有效隔绝开来。检测器阵列114、滤波器阵列120和转换器阵列234在恒定速率或频率下收集数据。因此转换器阵列234使用同一转移函数生成各数据点。DSP滤波器238在速率变动取样时钟信号的控制下生成投影数据。每当处理器138决定需要一投影时(即每当转盘转角信号增加Δθ时)，DSP滤波器238内插所收集数据而生成所需投影。

本领域普通技术人员不难看出，上述方程(1)中的权重W(Tj+δ，k)决定着DSP滤波器238所使用的内插函数。在一优选实施例中，权重W(Tj+δ，k)选择成使得DSP滤波器238按照一正弦函数(即sin(x)/x)进行其内插。图5A、5B和5C示出DSP滤波器238的工作情况。图5A的例子示出25个数据点ADCi(Tj)，j为1-25。阵列234中的第i模数转换器ADCi生成25个相继投影的这些数据点。在图5A中，Y轴表示幅度，X轴表示时间。速率固定取样时钟信号使得模数转换器ADCi以等间隔取样时间Tj生成数据点ADCi(Tj)。数据点ADCi(Tj)当然在CT扫描时转盘216围绕病人转动过程中生成。因此各数据点ADCi(Tj)相应有取样时间和投影角。如上所述，所有数据点ADCi(Tj)以等间隔取样时间生成。但是，由于图2所示转盘转动的不规则性，数据点ADCi(Tj)未必精确地以等间隔投影角生成。

DSP滤波器238使用数据点ADCi(Tj)在由速率变动取样时钟信号决定的时间Tj+δ生成数据点RawDi(Tj+δ)。图5B和5D示出DSP滤波器238用来生成数据点RawDi(T7)的权重；图5C和5D示出DSP滤波器238用来生成数据点RawDi(T10+δ)的权重。由于图5B所示加权函数用来生成数据点RawDi(T7)，因此该加权函数以取样时间T7为中心。加权函数的定义域从T1到T13。权重W(T7，T1)、W(T7，T3)、W(T7，T11)和W(T7，T13)都为零；权重W(T7，T2)和W(T7，T12)为负；权重W(T7，T4)、W(T7，T5)、W(T7，T6)、W(T7，T7)、W(T7，T8)、W(T7，T9)和W(T7，T10)都为正。DSP滤波器238生成数据点RawDi(T7)，使得该数据点等于W(T7，Tj)*ADCi(Tj)之和，j为1-13。由于图5C所示加权函数用来生成数据点RawDi(T10+δ)，因此该加权函数以取样时间T10+δ为中心。该加权函数的定义域从取样时间T4和T5之间一时间到取样时间T16与T17之间一时间。因此该加权函数的取样时间从T5到T16。在该加权函数中，权重W(T10+δ，T5)、W(T10+δ，T6)、W(T10+δ，T15)和W(T10+δ，T16)为负；权重W(T10+δ，T7)、W(T10+δ，T8)、W(T10+δ，T9)、W(T10+δ，T10)、W(T10+δ，T11)、W(T10+δ，T12)、W(T10+δ，T13)和W(T10+δ，T14)为正。DSP滤波器238生成数据点RawDi(T10+δ)，使得该数据点等于W(T10+δ，Tj)*ADCi(Tj)之和，j为5-16。

本领域普通技术人员不难看出，DSP滤波器238可生成在任何时间t上生成数据点RawDi(t)所需权重，这只须使得所需加权函数以时间t为中心，然后计算该加权函数在落在该加权函数定义域中的取样时间Tj上的值。图5B和5C所示加权函数为正弦型加权函数，该加权函数的定义域(或时间邻域的大小)等于Δ的13倍。本领域普通技术人员不难看出，本发明可使用许多不同加权函数和不同大小的时间邻域。

图6为本发明CT扫描器300有关部分一优选实施例的方框图。扫描器300包括一转盘316和一静止台架130。检测器阵列114、一x线源(未示出)、i为1-p的一组P个前端转换器模件FECi和一DSP滤波器338装在转盘316上随之转动。第i前端转换器模件FECi包括一组N₁个低通滤波器、一增益分级或浮点放大器FPA和一模数转换器ADC，i为1-p。在一实施例中，N₁等于64，P等于24，这两个参数当然可改变。

该前端转换器模件中的低通滤波器阵列接收由阵列114中一对应检测器生成的模拟信号。在第i前端转换器模件中，每一低通滤波器生成一滤波信号，所有滤波信号时分复用地传给浮点放大器FPA，i为1-P。浮点放大器生成一输出信号传给模数转换器。本发明使用的浮点放大器见申请人为Eliot Mayer、Louis R.Poulo、Jeffrey L.Sauer和HansJ.Weedon、申请日为1991年10月1日的美国专利No.5,053,770，尽管也可使用其他自动浮点放大器。在CT扫描器中，信号必须数字化，以便在极大的幅度动态范围上获得极高分辨率，该浮点放大器特别可使用在这种情况下。也可使用其他浮点放大器。

这些模数转换器对浮点放大器生成的信号取样，所有样本经原始视图总线传给DSP滤波器338。DSP滤波器338生成投影后经实际视图总线把它们传给静止台架130的CT处理器138。

在第i前端转换器模件FECi中，模数转换器以等时间间隔t_R对各低通滤波器生成的输出信号取样，i为1-P，其中，t_R由下式(2)给出。

           t_R＝t_A*N₁+t_Z                          (2)

在上述方程(2)中，变量t_A为模数转换器的转换时间(即模数转换器生成一样本所需时间)，变量t_Z为模数转换器生成的各组N₁个样本之间的固定时间间隔。在这些固定时间间隔t_Z中，可进行自动归零或增益校准之类功能，使得模数转换器复位或校准。

这样，在第i前端转换器FECi中，该模数转换器生成一样本序列。每一时间间隔t_R中，模数转换器在该取样时间间隔中生成与由N₁低通滤波器生成的各信号中的每个信号对应的一个样本。由一模件FECi的任何两个低通滤波器LPFi和LPF(i+k)生成的信号的样本之间的时间间隔为kt_A.

图7示出扫描器300的工作情况。图7例示出一组表为“原始数据点通道j”的数据点，每一数据点表为一垂直箭头，箭头的高度表示数据点的幅度。这些数据点之间的时间间隔为t_R。这些数据点代表前端转换器模件之一中的模数转换器响应该转换器模件中第j低通滤波器生成的输出信号所生成的样本。图7还示出一组表为“原始数据点通道j+1”的数据点。这些数据点代表前端转换器模件之一中的模数转换器响应该转换器模件中第j+1低通滤波器生成的输出信号所生成的样本。这些数据点之间的时间间隔也为t_R，第j和第(j+1)通道中的相继数据点之间的时间间隔为t_A。通过在时间间隔t_R上依时序排列一转换器模件的各低通滤波器的输出信号，该模件的这些低通滤波器就可使用同一个模数转换器，该转换器在一定时间中转换信号。也可在一模件的各低通滤波器的输出与对应转换器之间连接一多路复用器来获得相同结果。

图7还示出DSP滤波器338用来在时间T_x和T_y生成通道j和j+1的数据点的权重。用来在时间T_x生成数据点的加权函数以时间T_x为中心；用来在时间T_y生成数据点的加权函数以时间T_y为中心。如图7所示，尽管通道j和j+1使用同一加权函数，但这两个通道使用的实际权重由于这些通道中数据点之间相差t_A而稍有不同。

回到图6，每当台架130的处理器138通过速率变动取样时钟信号要求一投影时，DSP滤波器338使用加权函数内插扫描器300中所有通道的数据点。DSP滤波器338把这些经内插的投影经实际视图总线传给台架130的处理器138。所示扫描器300中没有多路复用器(比方说图4所示多路复用器136)。本领域普通技术人员不难看出，DSP滤波器338可进行由扫描器200中多路复用器136进行的时分多路复用操作。

在本发明优选CT扫描器中，所使用的模数转换器为德尔塔-西格马(delta-sigma)型转换器。图8为可用于本发明的一德尔塔-西格马模数转换器400的方框图。转换器400包括一模拟电流加法器410、一模拟积分器412、一模拟降噪器414、一三级模数转换器416、一有限脉冲响应(FIR)数字滤波器418和一三级数模转换器420。由一检测器(或一低通滤波器或一浮点放大器，视具体实施例而定)生成的模拟电流信号传给电流加法器410的正输入端。由三级数模转换器420生成的模拟电流信号传给电流加法器410的负输入端。该电流加法器用传到其正输入端的信号的值减去传到其负输入端的信号的值，得出一差信号，然后把该差信号传给模拟积分器412。该积分器412对加法器410生成的差信号进行时间积分，生成一积分信号。模拟降噪滤波器414对该积分信号进行滤波后生成的输出信号传给三级模数转换器416。该模数转换器生成一两比特数字信号传给三级数模转换器420的输入端和FIR滤波器418的输入端。FIR滤波器418对由三级转换器416生成的大量样本(例如384个)求平均值或进行组合，从而生成该转换器400的数字输出信号。

图8所示那种西格马-德尔塔转换器400是公知的，例如见1993年12月28日授权的美国专利No.5,274,375和申请人为Bernard M.Gordon、Hans Weedon、Louis R.Poulo和Mark H.Miller、转让给本受让人的共同未决的美国专利申请No.08/839,068“a Data Acqusition System UsingDelta-Sigma Analog-to-Digital Signal Converters(使用德尔塔-西格马模数信号转换器的数据收集系统)”(该申请为现已放弃的美国专利申请No.08/712,137的继续申请，而美国专利申请No.08/712,137为现已放弃的美国专利申请No.08/326,276的继续申请)。一般来说，三级模数转换器416最好在频率f₁下生成样本，FIR滤波器418在低得多的频率f₂下生成其输出信号的样本。也可使用其他西格马-德尔塔转换器，例如1992年8月25日授权给Ribner等人的美国专利No.5,142,286所述西格马-德尔塔转换器。

在本发明扫描器、例如扫描器300(见图6)中使用西格马-德尔塔转换器时，DSP滤波器338的功能可并入FIR滤波器418中。但是，即使使用西格马-德尔塔转换器，本发明扫描器通常最好包括DSP滤波器338。这是因为使用在西格马-德尔塔转换器中的FIR滤波器418通常有上百个分接头。与分接头有关的权重通常为常数。但是，如果DSP滤波器338的功能并入FIR滤波器418中，其权重不为常数而是δ的函数。如所公知，要使这些加权函数不为常数，必须大大提高FIR滤波器418的成本和复杂性。由于DSP滤波器338使用的权重通常比FIR滤波器418少得多，因此包括DSP滤波器338更经济，在DSP滤波器中，权重为变量δ的函数。

可以看到，在信号线路中插入238和338之类进行内插的DSP滤波器可把多通道DAS的数据率与要求精确测量的投影角的确定有效隔绝开来。可在与精确测量的投影位置一致的任意时刻从DSP滤波器的输出中生成数据。DSP滤波器还可纠正位置测量中的系统误差。这一点是重要的，因为它可大大降低转盘的角度标记的成本。因此，可测量转盘的角度，在DSP存储器中存储所测得不正确位置的偏差，使用纠正算法不仅纠正数据的时间位置，而且纠正数据的角度位置。

由于可在本发明范围内对上述装置作出种种改动，因此上述说明中或附图所示的所有内容应看成例示性的而非限制性的。