同步机的旋转状态检测装置和同步机的旋转状态检测方法

摘要

在现有技术的同步机的旋转状态检测装置中,在旋转速度的检测时,由于有必要进行两次以上短路,所以旋转状态的检测需要时间,存在着直到起动开始为止花费时间这样的问题。本发明的同步机的旋转状态检测装置,是为了解决上述问题而作成的,包括输出电压向量指令和触发信号,并且输出在具有三相以上的绕组的同步机1的空转状态下的旋转状态的运算机构2a;基于上述电压向量指令向上述同步机1的各相施加电压的电路机构3;以及基于上述触发信号检测上述同步机1的电流,向上述运算机构2a输出所检测的电流值的检测机构4,上述运算机构2a通过输出使上述同步机1的各相短路的电压向量指令,使上述同步机1的各相短路,并且对至少一次短路输出多个触发信号而从上述检测机构4多次得到电流值,运算旋转速度和旋转位置。

说明书

技术领域

本发明涉及同步机的旋转状态检测装置和同步机的旋转状态检测方法，特别是，涉及不用编码器等位置检测器而检测空转状态下的同步机的旋转状态的装置和方法。

背景技术

为了驱动同步电动机等同步机，关于转子的旋转速度和旋转位置的信息是必不可少的。如果用编码器等位置检测器，则能够得到转子的旋转位置，此外根据旋转位置的变化率还能得到旋转速度。可是，位置检测器是高价的，此外在利用它的场合，存在着需要复杂的配线这样的缺点。因此，不用位置检测器而驱动同步电动机的方法的发明有很多。这些方法基于同步电动机的电流，控制加在同步电动机上的电压，基本上从停止状态开始同步电动机的驱动。

再者，在不用位置检测器而从空转状态开始驱动同步电动机的场合，起动时的旋转速度和旋转位置的初始值成为必不可少的。虽然如果备有电压检测器，则根据空转状态下的感应电压容易地得到旋转速度和旋转位置是可能的，但是在此一场合，因为额外地需要电压检测器，故整个装置的成本增加。

因此，为了不用位置检测器或电压检测器而从空转状态开始同步电动机的驱动，提出了使同步电动机的端子全相短路而检测旋转速度和旋转位置的技术。

图18是表示例如特开平11-75394号公报中所示的现有技术的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置的方框构成图。

图中，1是具有三相绕组的埋入磁铁型同步电动机，2是输出电压向量指令和触发信号，并且输出空转状态下的旋转速度和旋转位置的运算机构，3是基于上述电压向量指令向同步电动机1的各相施加电压的电路机构，4是基于上述触发信号来检测同步电动机1的电流，向上述运算机构2输出该电流的检测机构。

接下来，就空转状态下转子的旋转速度和旋转位置的检测方法进行说明。在以下中，令空转状态下的旋转速度ω[rad/s](电气角速度)为恒定值，令电流的初始值为0，忽略绕组电阻。严格地说，在转子空转状态下，因为如果使同步电动机1的端子全相短路则发生转矩，故旋转速度ω变化。但是，由于在短路期间短的场合可以忽略旋转速度ω的变化，所以也可以把ω作为恒定值处理。此外，在短路期间短的场合，因为绕组电阻引起的波形的衰减也很小，故也可以忽略该值。进而，如果给予电路机构3以适当的电压向量指令则短路开始时的电流初始值为0。再者，关于给予电路机构3的电压向量指令下文述及。

与从短路开始t秒后的转子磁通同步旋转的旋转坐标轴(d-q轴)上下式成立。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>d>>>>>>>i>q>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>>\phi >>L>d>>>>(>cos>\omega t>->1>)>>>>>>->>\phi >>L>q>>>sin>\omega t>>>>>->->->>(>1>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$式中，i_d：电流的d轴分量

  i_q：电流的q轴分量

  L_d：绕组电感的d轴分量

  L_q：绕组电感的q轴分量

  φ：转子磁通

  另一方面，在静止坐标轴(a-b轴)上的电流与旋转坐标轴(d-q轴)上的电流之间下式成立。$$ >sup>>i>d>2sup>>+sup>>i>q>2sup>>=sup>>i>a>2sup>>+sup>>i>b>2sup>>->->->>(>2>)>>>$$式中，i_a：电流的a轴分量

  i_b：电流的b轴分量

因而，在把从短路开始T₀秒后检测的电流i_a、i_b定义成i_a01、i_b01时，关于电流振幅值I_s下式成立。$$ >>>I>s>>=>sup>>i>>a>01>>2sup>>+sup>>i>>b>01>>2sup>>>>$$$$ >>=>>>\phi >2>sup>>L>d>2sup>>>>>(>cos>\omega >>T>0>>->1>)>>2>>+>>>\phi >2>sup>>L>a>2sup>>>>sin>2>>\omega >>T>0>>->->->>(>3>)>>>$$式中，T₀：满足0＜|ω|×T₀＜π/2的规定的值

电流振幅值I_s与旋转速度的绝对值|ω|的关系可以从式(3)导出，该关系示于图19。如果预先储存图19的关系，则从电流振幅值I_s单值地得到旋转速度的绝对值|ω|是可能的。可是，虽然根据式(3)可以导出旋转速度的绝对值，但是其旋转方向不明。因此，在转子以最高速度(规定值)旋转之际在比电气角中前进180度的时间要短的期间，从使上述三相绕组短路的电压向量变更到使电流振幅为零的电压向量，使电流的值返回到0。接着，进行第2次全相短路，检测从第2次短路开始T₀后的电流。把此时检测的电流i_a和i_b定义为i_a02、i_b02。然后，根据第1次短路开始T₀后的电流相位θ_c01与第2次短路开始T₀后的电流相位θ_c02的大小关系来判断旋转速度的符号。

电流相位θ_c01可以通过运算式(4)得到。$$ >>>\theta >>c>01>>>=>>tan>>->1>>>>>i>>b>01>>>>i>>a>01>>>>->->->>(>4>)>>>$$同理，电流相位θ_c02可以通过运算式(5)得到。$$ >>>\theta >>c>02>>>=>>tan>>->1>>>>>i>>b>02>>>>i>>a>02>>>>->->->>(>5>)>>>$$然后，根据θ_c01和θ_c02的差分的符号来判断ω的符号。

通过以上可以检测旋转速度ω。

另一方面，把从第2次短路开始T₀后的d-q轴上的电流分别定义为i_d02、i_q02时，关于旋转位置θ式(6)的关系成立。$$ >>\theta >=>>\theta >>c>02>>>->>tan>>->1>>>>>i>>q>02>>>>i>>d>02>>>>->->->>(>6>)>>>$$i_d02和i_q02的值，可以通过把检测的旋转速度ω和短路时间T₀代入式(1)来运算。也就是说，根据检测的旋转速度ω和短路时间T₀和式(6)，旋转位置θ的运算是可能的。

根据以上原理，在上述现有技术装置中，靠运算机构2两次输出使三相绕组短路的电压向量，每次短路就检测同步电动机1的电流，用所检测的多个电流检测值来检测空转状态的同步电动机的旋转速度和旋转位置是可能的。

就现有技术装置更详细地进行说明。

图20是图18中所示的现有技术装置中的电路机构3的构成图，图中，5是基于栅极信号Q1来接通、切断的半导体开关(例如IGBT：InsulatedGate Bipolar Transister，绝缘栅极型双极晶体管)，6是基于栅极信号Q2来接通、切断的半导体开关，7是基于栅极信号Q3来接通、切断的半导体开关，8是基于栅极信号Q4来接通、切断的半导体开关，9是基于栅极信号Q5来接通、切断的半导体开关，10是基于栅极信号Q6来接通、切断的半导体开关，11是电位差Ed的直流电压源。

接下来就上述电路机构3的动作进行说明。

电路机构3具有以下8种切换模式。

切换模式接通的栅极信号Q1～Q6的组合V0全都切断V1 Q1、Q5、Q6 V2 Q1、Q2、Q6 V3 Q4、Q2、Q6 V4 Q4、Q2、Q3 V5 Q4、Q5、Q3 V6 Q1、Q5、Q3 V7 Q1、Q2、Q3 V8 Q4、Q5、Q6

V7和V8是大小为0的电压向量，此时的同步电动机1的端子成为全相短路。也就是说，V7和V8是使三相绕组短路的电压向量。V1～V6是具有60度相位差的向量，V1～V6的大小相同。此外，如果取为切换模式V0，则流过同步电动机1各相的电流在电路机构3内部沿给电流电压源11充电的方向流动，在流过各相的电流衰减到0的时刻同步电动机1电流的值返回到0。也就是说，通过把切换模式取为V0，不管静止状态、空转状态，使同步电动机1的电流的值返回到0是可能的。

图21是检测机构4的构成图，图中，12是检测U相电流的电流检测器，13是检测V相电流的电流检测器，14是检测W相电流的电流检测器，15是采样保持在触发信号的上升时刻从检测器12所得到的信号，把模拟信号转换成数字信号而输出U相电流检测值的信号转换器，16是采样保持在触发信号的上升时刻从检测器13所得到的信号，把模拟信号转换成数字信号而输出V相电流检测值的信号转换器，17是采样保持在触发信号的上升时刻从检测器14所得到的信号，把模拟信号转换成数字信号而输出W相电流检测值的信号转换器。

靠以上的构成，检测器4在触发信号的上升时刻采样各相的电流，转换成数字信号而输出。

图22是运算机构2的构成图，图中，18是输入检测电流的输入电路，19是CPU，20是储存程序的存储器，21是输出电压向量指令的输出电路，22是输出触发信号的输出电路，23是输出旋转位置θ和旋转速度ω的输出电路。

图23是表示运算机构2向电路机构3输出的电压向量指令中的切换模式、运算机构2中所运算的电流振幅值I_s、以及运算机构2向检测机构4输出的触发信号与时刻的关系之一例的图。在图23中，在时刻t₀运算机构2把到此为止从输出电路21向电路机构3输出的切换模式从V0变更到V7。然后，在经过了规定的时间T₀的时刻(时刻t₁)，运算机构2把向电路机构3输出的切换模式从V7变更到V0，同时从输出电路22输出触发信号。

检测机构4向运算机构2输出触发信号的上升时刻，也就是时刻t₁时的U、V、W相的各自的电流。然后，从输入电路18输入i_u、i_v、i_w后，靠CPU 19执行预先储存在存储器20中的程序。

再者，在U、V、W相各自的电流i_u、i_v、i_w与i_a、i_b之间式(7)的关系成立。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>a>>>>>>>i>b>>>>>>=>>>2>3>>\left(\begin{array}{}>>>1>>>->>1>2>>>>->>1>2>>>>>>0>>>>>3>>2>>>>->>>3>>2>>>>>\left(\begin{array}{}>>>>i>u>>>>>>>i>v>>>>>>>i>w>>>>>>->->->>(>7>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$$

因此运算机构2按照式(3)、(4)、(7)来运算i_a01、i_b01、θ_c01、I_s。然后，基于I_s和预先储存的图19的关系求出旋转速度的绝对值|ω|，储存θ_c01和|ω|。

电路机构3输出切换模式V0后，在电路机构3内部，流过各相的电流沿给直流电压源11充电的方向流动，同步电动机1的电流的值恢复到0(时刻t₂)。然后，转子以最高速度(规定值)旋转之际经过比电气角中前进180度的时间要短的期间后(时刻t₃)，运算机构2把向电路机构3输出的切换模式再次从V0变更到V7。然后，在经过了规定的时间T₀的时刻(时刻t₄)，运算机构2把向电路机构3输出的切换模式从V7变更到V0，同时输出触发信号。检测机构4向运算机构2输出触发信号的上升时刻，也就是时刻t₄时的U、V、W相的各自的电流。因此运算机构2按照式(5)和式(7)来运算i_a02、i_b02、θ_c02，根据θ_c01和θ_c02的大小关系来确定旋转速度ω的符号，同时利用式(1)和式(6)来运算旋转位置θ。运算机构2靠输出电路23作为旋转速度和旋转位置而输出通过以上的处理所得到的ω和θ。

现有技术的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中，存在着以下问题。

在一次短路中，因为无法检测旋转速度的符号，故为了检测旋转速度的符号有必要两次进行短路。此外，由于旋转速度的符号是旋转位置的检测中必不可少的，所以为了检测旋转位置也有必要两次进行短路。也就是说，由于在旋转速度和旋转位置的检测中有必要两次进行短路，所以旋转速度和旋转位置的检测需要时间，存在着直到起动开始为止花费时间这样的问题。

此外，因为把短路期间设定成恒定，故在旋转速度低的空转下，检测电流的值减小。结果，受检测噪声或AD转换器的数字相消的影响，存在着检测精度恶化这样的问题。此外，为了解决此一问题，虽然在检测电流的值小的场合可以考虑把短路期间设定得长些并再度检测的方法，但是在此一场合因为检测次数增加，所以旋转速度和旋转位置的检测需要时间，存在着直到起动开始为止花费时间这样的问题。

进而，在运算旋转位置θ的过程中，因为旋转位置θ与电流相位θ_c02的相位差根据旋转速度而变化，故存在着不得不每次都进行运算从而花费时间这样的问题。此外，由于此一运算利用反正切函数，所以存在着需要复杂的运算这样的问题。

本发明是为了解决上述问题而作成的，其目的在于提供一种可以在短时间内检测同步机的旋转状态的装置和方法，进而提供一种精度高，而且可以容易地检测旋转状态的装置。

发明的公开

根据本发明的第1同步机的旋转状态检测装置，备有：输出电压向量指令和触发信号，并且输出在具有三相以上的绕组的同步机的空转状态下的旋转状态的运算机构；基于上述电压向量指令向上述同步机的各相施加电压的电路机构；以及基于上述触发信号检测上述同步机的电流，向上述运算机构输出所检测的电流值的检测机构，上述运算机构通过输出使上述同步机的各相短路的电压向量指令，使上述同步机的各相短路，并且对至少一次短路，输出多个触发信号而从上述检测机构多次得到电流值，运算旋转状态。

借此，成为可以在短时间内检测旋转状态，具有可以缩短直到起动开始为止的时间的效果。

根据本发明的第2同步机的旋转状态检测装置，是根据第1同步机的旋转状态检测装置，其运算机构每输出触发信号就对从检测机构所得到的电流值运算电流振幅值，基于上述电流振幅值达到规定的值为止的时间来运算旋转速度的大小者。

借此，防止在旋转速度低的空转时检测电流的值减小，不受检测噪声或AD转换器的数字相消的影响地保证检测精度成为可能，另外因为没有必要把短路期间重新设定得长些后再度进行检测，故可以在短时间内检测旋转状态。

根据本发明的第3同步机的旋转状态检测装置，是根据第2同步机的旋转状态检测装置，其运算机构在电流振幅值达到规定的值后，把输出到电路机构的电压向量从使同步机的各相短路的电压向量变更为使上述电流振幅值为零的电压向量者。

借此，即使在旋转速度低的空转时也可以使电流振幅值达到规定的值。

根据本发明的第4同步机的旋转状态检测装置，是根据第2同步机的旋转状态检测装置，其运算机构在即使从短路开始经过了最大等待时间，电流振幅值也未达到规定的值的场合，判断成同步机不是正在空转，使旋转速度为零而输出者。

借此，具有在同步机不是正在空转的场合可以迅速结束旋转状态的检测的效果。

根据本发明的第5同步机的旋转状态检测装置，是根据第1同步机的旋转状态检测装置，其运算机构基于对一次短路至少两次以上进行检测的电流值来运算旋转速度的符号者。

借此，由于可以在一次短路中运算旋转速度的符号，所以具有可以缩短旋转速度的检测时间的效果。

根据本发明的第6同步机的旋转状态检测装置，是根据第5同步机的旋转状态检测装置，其运算机构在同步机的绕组电感的显磁比大于2的场合，对在显磁比小于2的场合进行的旋转速度的符号的运算结果，成为不同符号地运算旋转速度的符号者。

借此，即使在绕组电感的显磁比大于2的场合，在一次短路内检测旋转速度的符号也是可能的。

根据本发明的第7同步机的旋转状态检测装置，是根据第1同步机的旋转状态检测装置，其运算机构把从检测机构所得到的电流值转换成至少两种以上的运算电流，基于此一运算电流的符号来运算电流相位，基于旋转速度的符号在上述电流相位上加上或减去规定的值，借此输出旋转位置者。

借此，具有通过不利用反正切函数的简单运算就可以输出旋转位置的效果。

根据本发明的第8同步机的旋转状态检测装置，是根据第1同步机的旋转状态检测装置，其运算机构每当触发信号被输出就对从检测机构所得到的电流值运算电流振幅值，基于直到上述电流振幅值达到规定的值为止的时间来运算旋转速度的大小，并且基于对一次短路至少两次以上进行检测的电流值来运算旋转速度的符号者。

借此，具有可以在短时间内，而且精度高地检测旋转速度的效果。

根据本发明的同步机的旋转状态检测方法，是在检测具有三相以上的绕组的同步机的空转状态下的旋转状态时，通过输出使上述同步机的各相短路的电压向量指令，使上述同步机的各相短路，并且对至少一次短路，多次检测上述同步机的电流，根据所检测的电流值来运算旋转状态者。

借此，在短时间内检测旋转状态成为可能，具有可以缩短直到起动开始为止的时间的效果。

附图的简要说明

图1是表示根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置的方框构成图，

图2是表示根据第1实施例的运算机构的构成的方框构成图，

图3是说明根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的动作的说明图，

图4是表示根据第1实施例的电流振幅值I_s与|θ_s|的关系的图，

图5～图8是表示根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的动作的程序框图，

图9是说明根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的旋转位置的运算方法的说明图，

图10和图11是表示根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的动作的程序框图，

图12是说明根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的旋转位置的运算方法的说明图，

图13是说明根据第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的动作的说明图，

图14～图17是说明根据第2实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的旋转位置的运算方法的说明图，

图18是表示现有技术的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置的方框构成图，

图19是表示根据现有技术的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置的电流振幅值I_s与|ω|的关系的图，

图20是表示电路机构的电路构成的图，

图21是表示检测机构的电路构成的图，

图22是表示现有技术的运算机构的构成的方框构成图，以及

图23是说明现有技术的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置中的动作的说明图。

实施发明的最佳形态第1实施例

下面基于附图说明本发明的实施例。图1是表示根据本发明的第1实施例的同步电动机的旋转速度·旋转位置检测装置的方框构成图。在图1中，1是具有三相绕组的埋入磁铁型同步电动机，2a是输出电压向量指令和触发信号，并且输出空转状态下的旋转速度和旋转位置的运算机构，3是基于上述电压向量指令向同步电动机1的各相施加电压的电路机构，4是基于上述触发信号来检测同步电动机1的电流，向上述运算机构2输出该电流的检测机构。

运算机构2a与图22中所示的现有技术的运算机构2同样，由输入检测电流的输入电路18、CPU 19、储存程序的存储器20a、输出电压向量指令的输出电路21、输出触发信号的输出电路22、输出旋转速度ω和旋转位置θ的输出电路23来构成(图2)。

接下来就本实施例的动作原理进行说明。

首先，就旋转速度ω的检测进行说明。令相位θ_s＝ωt时，从短路开始t秒后的旋转坐标轴(d-q轴)上的电流分量i_d、i_q根据式(1)可以用式(8)来表达。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>d>>>>>>>i>q>>>>>>=>>\phi >>L>q>>\left(\begin{array}{}>>>k>>(>cos>>\theta >s>>->1>)>>>>>>->>>sin>\theta >>s>>>>>>->->->>(>8>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$式中，k是绕组电感的显磁比(＝L_q/L_d)。

如果在时刻0开始短路，则电流振幅值I_s随着时间的推移，不久就达到规定的值(I_s1)。令此一电流振幅值I_s达到规定的值(I_s1)的时刻为T₁。分别令时刻T₁时的θ_s、i_d、i_q为θ_s1、i_d1、i_q1，分别令两倍T₁的时刻2T₁的i_d、i_q为i_d2、i_q2。此时，i_d、i_q、i_d2、i_q2可以用式(9)和式(10)来表达。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>1>>>>>>>>i>>q>1>>>>>>>=>>\phi >>L>q>>\left(\begin{array}{}>>>k>>(>cos>>\theta >>s>1>>>->1>)>>>>>>->sin>>\theta >>s>1>>>>>>>->->->>(>9>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>2>>>>>>>>i>>q>2>>>>>>>=>>\phi >>L>q>>\left(\begin{array}{}>>>k>>(>cos>2>>\theta >>s>1>>>->1>)>>>>>>->sin>2>>\theta >>s>1>>>>>>>->->->>(>10>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$

令在时刻2T₁时的d-q轴(d₂-q₂轴)上观测i_d1、i_q1的值为i’_d1、i’_q1，这些关系示于图3。

因为时刻T₁时的d-q轴(d₁-q₁轴)与上述d₂-q₂轴的相位差为θ_s1，所以如果在时刻(2×T₁)在d-q轴上观察i_d1、i_q1则成为式(11)中所示的i’_d1、i’_q1。$$ >\left(\begin{array}{}>>sup>>i>>d>1>>\prime sup>>>>>sup>>i>>q>1>>\prime sup>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>cos>>\theta >>s>1>>>>>sin>>\theta >>s>1>>>>>>>->>>sin>\theta >>>s>1>>>>>cos>>\theta >>s>1>>>>>>\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>1>>>>>>>>i>>q>1>>>>>>>->->->>(>11>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$$

这里，在θ_s足够小的场合，sinθ_s和cosθ_s可以用式(12)、(13)来近似。$$ >>cos>>\theta >s>>\cong >1>->sup>>\theta >s>2sup>>2>>->->->>(>12>)>>>$$

sinθ_s≌θ_s    …(13)

根据式(12)、(13)，i_d1、i_q1、i_d2、i_q2、i’_d1、i’_q1可以用式(14)、(15)、(16)给出。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>1>>>>>>>>i>>q>1>>>>>>>=>->>\phi >>L>q>>\left(\begin{array}{}>>>>>ksup>>\theta >>s>1>>2sup>>>2>>>>>>>\theta >>s>1>>>>>>>->->->>(>14>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>2>>>>>>>>i>>q>2>>>>>>>=>->>>2>\phi >>>L>q>>\left(\begin{array}{}>>>ksup>>\theta >>s>1>>2sup>>>>>>>\theta >>s>1>>>>>>>->->->>(>15>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$$$ >\left(\begin{array}{}>>sup>>i>>d>1>>\prime sup>>>>>sup>>i>>q>1>>\prime sup>>>>>>=>>\phi >>L>q>>\left(\begin{array}{}>>>->>(>1>+>>k>2>>)>sup>>\theta >>s>1>>2sup>>+>>>ksup>>\theta >>s>1>>4sup>>>4>>>>>>->>\theta >>s>1>>>+>>>k>+>1>>2>sup>>\theta >>s>1>>3sup>>>>>>->->->>(>16>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$

在d₂-q₂轴上观察时，如果运算时刻T₁的电流向量(i’_d1、i’_q1)与时刻2T₁的电流向量(i_d2、i_q2)的向量积，则可以得到式(17)。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>2>>>>>>>>i>>q>2>>>>>>>\times \left(\begin{array}{}>>sup>>i>>d>1>>\prime sup>>>>>sup>>i>>q>1>>\prime sup>>>>>>=>>>(>>\phi >>L>q>>>)>>2>>>(>2>->k>>(>1>->>(>k>+>>1>2>>)>sup>>\theta >s>2sup>>)>>)>sup>>\theta >s>3sup>>->->->>(>17>)>>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$

这里，因为如果1＞＞(k+1/2)θ_s²，则时刻T₁的电流向量与时刻(2×T₁)的电流向量的向量积，即使在d₂-q₂轴上观察也与在静止坐标轴(a-b轴)上观察相同，所以式(18)成立。$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>d>2>>>>>>>>i>>q>2>>>>>>>\times \left(\begin{array}{}>>sup>>i>>d>1>>\prime sup>>>>>sup>>i>>q>1>>\prime sup>>>>>>=\left(\begin{array}{}>>>>i>>a>2>>>>>>>>i>>b>2>>>>>>>\times \left(\begin{array}{}>>>>i>>a>1>>>>>>>>i>>b>1>>>>>>>>\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}\right)$$$$ >>\cong >>>(>>\phi >>L>a>>>)>>2>>>(>2>->k>)>sup>>\theta >s>3sup>>->->->>(>18>)>>>$$

根据式(18)，如果显磁比k已知的话如式(19)和式(20)所示，可以根据电流向量(i_a2、i_b2)与(i_a1、i_b1)的向量积的符号来判别θ_s的符号。

k＜2的场合$$ >\left(\begin{array}{}>>>>i>>a>2>>>>>>>>i>>a>2>>>>>>>\times \left(\begin{array}{}>>>>i>>a>1>>>>>>>>i>>a>1>>>>>>>>>0>\iff >>\theta >s>>>>0>>\end{array}\right)\end{array}\right)$$

k＞2的场合

另一方面，在相位θ_s与电流振幅值I_s之间式(21)的关系成立。$$ >>>I>s>>=>>\phi >>L>q>>>>k>>>(>cos>>\theta >s>>->1>)>>2>>+>>sin>2>>>\theta >s>>>->->>(>21>)>>>$$

图4把式(21)的关系画成曲线，可以看出根据电流振幅值I_s单值地确定|θ_s|。因此，如果令根据规定的电流振幅值(＝I_s1)单值地确定的相位的绝对值为|θ_s1|，令从短路开始到电流振幅值I_s达到I_s1为止的时间为T₁(＞0)，则式(22)成立。$$ >>|>\omega >|>=>>>|>>\theta >>s>1>>>|>>>T>1>>>->->->>(>22>)>>>$$

也就是说，运算机构2a对一次短路输出多个触发信号而从检测机构4多次得到电流值，每当触发信号被输出就对从检测机构4所得到的电流值运算电流振幅值I_s，测量电流振幅值I_s达到规定的电流振幅值I_s1的时刻T₁，如果把与I_s1相对应的规定的值|θ_s1|除以T₁，则可以得到旋转速度的绝对值|ω|。此外，把时刻T₁时的a-b轴上的电流i_a、i_b作为i_a1、i_b1储存，接着继续全相短路，把时刻2×T₁时的a-b轴上的电流i_a、i_b作为i_a2、i_b2储存。然后，由于如果用式(19)或式(20)的关系则可以判别θ_s1的符号，所以随之可以判别旋转速度的符号。

通过以上仅在一次短路中，检测旋转速度ω成为可能。

接下来就旋转位置θ的检测进行说明。

如上所述，根据规定的电流振幅值I_s1单值地确定的相位的绝对值|ω|是已经公知的。因而，根据式(9)i_d1、i_q1可以像式(23)那样给出。$$ >>|>>i>>d>1>>>|>=>->>\phi >>L>q>>>k>>(>cos>|>>\theta >>s>1>>>|>->1>)>>->->->>(>23>)>>>$$$$ >>|>>i>>q>1>>>|>=>>\phi >>L>q>>>sin>|>>\theta >>s>1>>>|>>$$

在时刻T1时的电流相位θ_c1与旋转位置θ之间，式(24)的关系成立。

θ＝θ_c1-sign(ω)Δθ…k＜2θ＝θ_c1+sign(ω)Δθ…k＞2    …(24)式中，$$ >>\Delta \theta >=>>tan>>->1>>>|>>>i>>q>1>>>>i>>d>1>>>>|>>$$

这里，Δθ是可以根据|θ_s1|单值地确定的值，这从式(23)可以看出。如果基于此式则可以得到旋转位置θ。

图5和图6是储存在存储器20a中的程序的程序框图。

首先，在步骤100里开始程序，在步骤101里把时刻T设定成0。在步骤102里运算机构2a把输出到电路机构3的切换模式从电流初始值为0的V0向成为全相短路的V7变更。在步骤103里判断当前的时刻T是否超过设定的最大时刻T_max。在当前的时刻T未超过最大时刻T_max的场合，在步骤104里从运算机构2a向检测机构4输出触发信号，检测机构4在此一触发信号的上升时刻检测电流。然后，在步骤105里把检测机构4检测的电流i_u、i_v、i_w输入到输入电路18。在步骤106里，基于式(7)来运算i_a、i_b，基于此一i_a、i_b和式(3)来运算电流振幅值I_s。在步骤107里，判断在步骤106里运算的电流振幅值I_s是否达到规定的值I_s1。在电流振幅值I_s未达到规定的值I_s1的场合，在步骤108里在时刻T上加上采样期间ΔT，从时刻0开始经过采样期间ΔT后，再次进行步骤103以后的运算。再者，在步骤103里判断成当前的时刻T超过预先设定的最大时刻T_max的场合，在步骤109里运算机构2a把输出到电路机构3的切换模式从成为全相短路的V7向使电流为0的V0变更。然后，由于即使时刻T经过T_max电流振幅值I_s也未达到规定值I_s1，可以判断成末发生空转引起的感应电压，所以在步骤110里使旋转速度ω为0并输出，在步骤111里结束程序。如果可以判明ω＝0，则可以用公知的方法从停止状态开始同步电动机1的起动。

在步骤107里判断成电流振幅值I_s达到I_s1的场合，在步骤112里把时刻T作为电流振幅值I_s达到I_s1的时刻T₁储存，并且把在步骤106里运算的i_a、i_b作为i_a1、i_b1储存。如上所述，与规定的电流振幅值I_s1相对应的相位绝对值|θ_s1|单值地被确定。因此，在步骤113里基于作为规定值准备的|θ_s1|和上述T₁来进行式(22)的运算，把|ω|储存在存储器20a中。

图7和图8是储存在存储器20a中的步骤114以后的程序的流程图。

在步骤115里，基于电流i_a1、i_b1，用后述的方法来运算时刻T₁的电流相位θ_c1。在步骤116里在时刻T上加上采样期间ΔT，经过采样期间ΔT后，进行步骤117的处理。在步骤117里判断当前的时刻T是否达到2×T₁，在未达到的场合，进行步骤116的处理。此外，在时刻T达到2×T₁的场合，在步骤118里从运算机构2a向检测机构4输出触发信号，检测机构4在此一触发信号的上升时刻检测电流。然后，在步骤119里把检测机构4检测的电流i_u、i_v、i_w输入到输入电路18。在步骤120里运算机构2a把输出到电路机构3的切换模式从成为全相短路的V7向使电流为0的V0变更。在步骤121里，基于式(7)来运算i_a、i_b，把此一i_a、i_b分别作为i_a2、i_b2储存。在步骤122里，在作为同步电动机1的固有的值的显磁比k小于2的场合，根据式(19)来判断旋转速度ω的符号。此外，在显磁比k大于2的场合，根据式(20)来判断旋转速度ω的符号。在步骤123里基于规定的值Δθ和式(24)和上述电流相位θ_c1，来运算旋转位置θ。在步骤124里从输出电路23输出上述旋转速度ω和旋转位置θ，在步骤125里结束程序。

接下来就在步骤115里运用的，根据电流i_a1、i_b1来运算电流相位θ_c1的方法进行说明。

首先，用a-b坐标轴上的电流i_a1、i_b1的运算电流i_x1、i_y1由式(25)来定义。$$ >>>i>>x>1>>>=>>>>i>>a>1>>>+>>i>>b>1>>>>2>>>$$$$ >>>i>>y>1>>>=>>>>i>>a>1>>>->>i>>b>1>>>>2>>->->->>(>25>)>>>$$

图9示出运算电流i_a1、i_b1、i_x1、i_y1与电流相位θ_c的关系。

根据图9可以看出i_a1、i_b1、i_x1、i_y1中的每一个对θ_c1以45度间距变化符号。例如，在θ_c1处于0～45度范围内的场合，i_a1＞0、i_b1＞0、i_x1＞0、i_y1＞0，在θ_c1处于45～90度范围内的场合，i_a1＞0、i_b1＞0、i_x1＞0、i_y1＜0。因此，在i_a1＞0、i_b1＞0、i_x1＞0、i_y1＞0的场合，如果把θ_c1取为0～45度的中央值22.5度，则θ_c1成为±22.5度以内的精度。

图10和图11是在步骤115里所处理的程序的程序流程图。

从步骤200开始θ_c1的运算，在步骤201里，根据式(25)用电流i_a1、i_b1来运算运算电流i_x1、i_y1。在步骤202里判别i_a1的符号。在i_a1的符号为正的场合进行步骤203的处理，在i_a1的符号为负的场合进行步骤204的处理。在步骤203里，把变量X的值设定成8，进到步骤205的处理。在步骤204里，把变量X的值设定成0，进到步骤205的处理。在步骤205里判别i_b1的符号。在i_b1的符号为正的场合进行步骤206的处理，在i_b1的符号为负的场合跳过步骤206的处理而进到步骤207的处理。在步骤206里在变量X上加上4。在步骤207里判别i_x1的符号。在i_x1的符号为正的场合进行步骤208的处理，在i_x1的符号为负的场合跳过步骤208的处理而进到步骤209的处理。在步骤208里在变量X上加上2。在步骤209里判别i_y1的符号。在i_y1的符号为正的场合进行步骤210的处理，在i_y1的符号为负的场合跳过步骤210的处理而进到步骤211的处理。在步骤210里，在变量X上加上1。

可知在这样所得到的变量X与电流相位θ_c1之间，图12(a)(b)中所示的表成立。

在步骤211里，通过参照预先作成的图12中所示的表，根据所得到的变量X求出θ_c1，储存其结果并在步骤212里结束程序。通过以上的处理可以得到θ_c1。

图13是表示运算机构2a向电路机构3输出的切换模式、根据所检测的电流值所运算的电流振幅值I_s、以及运算机构2a向检测机构4输出的触发信号与时刻的关系之一例的图。在图13中，在时刻0运算机构2a把到此为止从输出电路21向电路机构3输出的切换模式从V0向V7变更。运算机构2a每采样期间ΔT就向检测机构4输出触发信号，检测机构4向运算机构2a输出在触发信号上升时刻检测的电流。根据上述电流值所运算的电流振幅值I_s，随着时间的推移不久就达到规定的值I_s1。令此一电流振幅值I_s达到规定的值I_s1的时刻为T₁。然后，在时刻2T₁运算机构2a把向电路机构3输出的切换模式从V7向V0变更，同时输出触发信号。检测机构4向运算机构2a输出在触发信号上升时刻2T₁时的U、V、W相各自的电流。电路机构3输出切换模式V0后，在电路机构3内部，流过各相的电流，沿给直流电压源11充电的方向流动，同步电动机1的电流的值恢复到0。

如果用本实施例，则由于可以在一次短路中检测旋转速度ω和旋转位置θ，所以比两次进行短路的现有技术装置缩短起动开始时间是可能的。

此外，由于在电流振幅值I_s达到规定的值时进行电流检测，所以与旋转速度的大小无关，不受检测噪声或AD转换器的数字相消等影响地高精度地检测旋转速度和旋转位置成为可能。当然，因为也没有必要把短路时间重新设定得长些后再次检测，故检测时间也可以缩短。

此外，由于在运算旋转位置θ的过程中，电流振幅值I_s达到规定的值时的旋转位置θ与电流相位θ_c1的相位差为恒定值，所以预先把该值作为Δθ储存就可以了，不需要像现有技术装置那样利用反正切函数的复杂的运算。第2实施例

虽然在上述第1实施例中，电流相位θ_c1为±22.5度以内的精度，但是通过进一步引入用a-b坐标轴上的电流i_a1、i_b1的变量，可以提高电流相位θ_c1的精度。

由式(26)来定义运算电流i_ay1、i_ax1、i_xb1、i_by’1。

i_ay1＝G₁(i_a1-i_y1)

i_ax1＝G₁(i_a1-i_x1)

i_xb1＝G₁(i_x1-i_b1)                 …(26)

i_by’1＝G₁(i_b1+i_y1)式中，$$ >>>G>1>>=>>1>>2>sin>>\pi >8>>>>>$$

图14示出运算电流i_a1、i_b1、i_x1、i_y1、i_ay1、i_ax1、i_xb1、i_by’1与电流相位θ_c1的关系。根据图可以看出i_a1、i_b1、i_x1、i_y1、i_ay1、i_ax1、i_xb1、i_by’1中的每一个对θ_c1以22.5度间距变化符号。例如，在θ_c1处于0～22.5度范围内的场合，i_a1＞0、i_b1＞0、i_x1＞0、i_y1＞0、i_ay1＞0、i_ax1＞0、i_xb1＞0、i_by’1＞0，在θ_c1处于22.5～45度范围内的场合，i_a1＞0、i_b1＞0、i_x1＜0、i_y1＞0、i_ay1＞0、i_ax1＞0、i_xb1＞0、i_by’1＞0。因而，在i_a1＞0、i_b1＞0、i_x1＞0、i_y1＞0、i_ay1＞0、i_ax1＞0、i_xb1＞0、i_by’1＞0的场合，如果把θ_c1取为0～22.5度的中央值11.25度，则θ_c1成为±5.625度以内的精度。

因此，运用与在第1实施例的步骤115中的变量X的导出相同的方法，像图15那样定义变量Y。

此时，根据图14电流相位θ_c1与变量Y的关系成为图16那样。因而，如果参照图17，则根据求出的变量Y可以得到电流相位θ_c1，其精度为±5.625以内。

如果用本第2实施例，则由于电流相位θ_c1的检测精度提高，所以旋转位置θ的检测精度也提高。第3实施例

如果用上述第1实施例，则虽然预先计算求出式(24)中的Δθ的值，但是由于在θ_s1足够小的场合i_d1也足够小，结果|i_q1/i_d1|成为足够大的值，所以也可以把Δθ的值取为90度。在此一场合，可以省略预先进行的Δθ的导出。第4实施例

如果用上述第1实施例，则虽然运算机构2a输出时刻T₁的旋转位置θ，但是由于旋转位置θ随着角速度ω而变化，所以也可以用从时刻T₁到旋转位置θ的输出为止所经过的时间来修正。令直到旋转位置θ输出经过的时间为T₂，修正后的θ为θ₀时，θ₀可以由式(27)给出。

θ₀＝θ+ωT₂    …(27)

借此，与时间T₂的大小无关，可以保持旋转位置θ的精度。第5实施例

如果用上述第1实施例，则在步骤117里，判断当前的时刻T是否达到2×T₁，进行以后的处理。在步骤117里判断时刻T是否达到的时刻不限于2T₁，也可以取为T_K×T₁(T_K＞1)。关于此一理由可以用与式(18)的导出同样的方法来说明，省略其说明。

虽然如果用第1～4实施例则全相短路的时间需要2×T₁秒，但是在本第5实施例中短路的时间只要超过T₁，可以使全相短路的时间短于2T₁〔秒〕。因而，在比第1～4实施例要短的时间内进行旋转位置和旋转速度的检测是可能的。

再者，虽然在上述第1～5实施例中，在求出旋转速度的大小之际，基于直到电流振幅值达到规定的值为止的时间来运算旋转速度的大小，但是也可以与现有技术同样，通过根据从短路开始经过规定时间后的电流值求出电流振幅值，来运算旋转速度的大小，另一方面，旋转速度的符号如第1或5实施例中所示，对一次短路在规定时间内两次检测电流值，根据所检测的这些电流值的向量积用式(19)(20)的关系来检测旋转速度的符号。

此外，也可以在求出旋转速度的大小之际，与上述第1～5实施例同样，基于直到电流振幅值达到规定的值为止的时间来运算旋转速度的大小，在检测旋转速度的符号之际，与现有技术同样，进行两次短路，对第1次和第2次短路分别求出经过规定时间后的电流相位，根据这些电流相位的差分的符号来检测旋转速度的符号。

此外，虽然在上述第1～5实施例中，在旋转位置的检测中把从检测机构所得到的电流值转换成至少两种以上的运算电流，基于这些运算电流的符号来运算电流相位，基于旋转速度的符号在上述电流相位上加上或减去规定的值，借此输出旋转位置，但是也可以与现有技术同样，用由反正切函数来表达的式(6)来检测旋转位置。

工业实用性

根据本发明的同步机的旋转状态检测装置和同步机的旋转状态检测方法，不仅用于同步电动机，也可以用于同步发电机等所有同步机中的旋转状态检测装置和旋转状态检测方法中。