反激同步整流DC/DC变换器保护装置

摘要

一种反激同步整流DC/DC变换器保护装置,包括状态检测单元1可根据检测到的DC－DC变换器状态产生信号以及控制电路2,可以根据来自所述状态检测单元的信号控制连接在主变压器付方的同步整流管,当DC－DC变换器处于异常状态时产生控制指令信号将同步整流管关断从而切断反向电流回路。特别适用于在采用开关控制器技术的DC－DC变换器中防止元件在因异常状态、输入掉电或负载突变等造成负边整流管过流情况下损坏。

说明书

本发明涉及电源变换器领域，更具体地说，涉及一种将高压直流变成低压直流的反激同步整流DC-DC变换器中的保护装置。

现有的DC-DC变换器，通常是在交流电网中接入一个整流电路，再进行整流和滤波，以得到一个直流高电压。再经过DC-DC变换器，高压直流就可以变成低压直流，提供给负载即计算机。这样，就能得到稳定的电压了。图1给出了一个常见的反激变换器的简化结构，以此作为普通DC-DC变换器的例子。其中，主开关Q101采用MOSFET，它与主变压器T1的原方绕组串联。整流二极管D101与T1的副方绕组串联。在这种DC-DC变换器中，利用主开关Q101的高频开关动作和检测到的负载端电压(输出电压检测、隔离、控制等部分图1中未给出)，可以对T1原方的高直流电压进行转换，在T1付方得到低直流电压，再通过改变占空比，就得到了稳定的电压。这样，就能给负载提供稳定的电源了。其中，主开关Q101由一个PWM电路控制，进行高频的开通/关断。换言之，主开关Q101由PWM控制电路输出的振荡信号控制。通过改变PWM控制电路输出振荡信号的占空比，就可以改变Q101维持开通的持续时间，这样，即使输入电压或输出负载存在波动，输出电压Vo也可以保持在一个恒定的范围。

然而，图1所示的DC-DC变换器采用了整流二极管D101，由于它们自身的压降造成的损耗大约占图示DC-DC变换器总损耗的一半(当输出电压小于5V时)。近年来，负载如数据处理装置包括计算机的工作电压，也就是DC-DC变换器给这些装置提供的输出电压，有降低的趋势。例如，从5V降到3.3V以下。因此，除了耗散的能量外，这些二极管上大约0.7V的压降也就不能忽略。

近年来又出现了一种不使用整流二极管的DC-DC变换器，整流二极管被MOSFET(同步整流管)替代，主开关也是MOSFET，在这种DC-DC变换器中，MOS管的导通压降较低，从而实现DC-DC变换器的低功率损耗、高效率和小体积。在图2中，整流二极管D101被Q202(MOSFET)替代。该图中，主开关Q201也是MOSFET，对应于图1中的主开关Q101，连接方式也与之相似。在这种DC-DC变换器中，整流管Q202和主开关Q201互补开通/关断。其中，驱动控制电路1实现Q201、Q202互补开通/关断，信号经过隔离变压器T202传递到负边，再经过Q203、Q204实现倒相，得到DRIVER1与DRIVER2互补的驱动信号。由于图2所示的DC-DC变换器没有使用PN结二极管作为整流二极管D101，电压降和耗散的功率都减小了。这样，就可以实现DC-DC变换器的低功率损耗、高效率和减小体积。

对图2所示的DC-DC变换器进行进一步的研究，可以发现：DC-DC变换器在输入掉电、负载突变或其它原因(如负边驱动信号丢失)造成同步整流管长时间维持导通，严重情况下，会出现图3和图4表示的问题。

图3给出了图2所示的DC-DC变换器在输入掉电、负载突变及由于某种原因形成长时间无驱动信号提供给DRIVER1(指超过一个以上的工作周期)时的运行情况。DC-DC变换器中，DRIVER1长时间为低电位时，经信号的传递及处理，得到DRIVER2的信号为长时间的高电位，同步整流管长时间处于的导通状态，由于同步整流管电流双向流动的特性，使得Q202同步整流管中的电流从最初的正向流动渐渐减小，形成相反方向渐渐增加的反向电流，最终会超过Q202同步整流管允许的工作电流，导致Q202同步整流管损坏。

图4给出了图2所示的DC-DC变换器在驱动信号DRIVER1正常，由于某种原因(如R201、C202、T202、C203的损坏)，导致DRIVER2长时间处于高电位(指超过一个以上的工作周期)时的运行情况。由于DRIVER1的信号不能传递到负边，使得DRIVER2的信号为长时间的高电位，同步整流管长时间处于的导通状态，由于同步整流管电流双向流动的特性，使得Q202同步整流管中的电流从最初的正向流动渐渐减小，形成相反方向渐渐增加的反向电流，最终会超过Q202同步整流管允许的工作电流，导致Q202同步整流管损坏。

本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器的保护装置，在驱动信号异常或电路内部故障的情况下，能够防止同步整流管的MOSFET因过流而损坏。

本发明的目的是这样实现的，构造一种反激同步整流DC/DC变换器保护装置，包括主变压器，所述主变压器的付方绕组通过同步整流管提供直流输出，其特征在于还包括：

状态检测单元1，可检测到的DC-DC变换器状态并产生信号；

控制电路2，可以根据来自所述状态检测单元的信号控制连接在主变压器付方的同步整流管，当DC-DC变换器处于异常状态时产生控制指令信号将同步整流管关断从而切断反向电流回路。

按照本发明提供的一种反激同步整流DC/DC变换器保护装置，其特征在于，所述主变压器原方绕组通过主开关MOSFET连接DC输入端，所述主开关由一个PMW控制单元控制。

按照本发明提供的反激同步整流DC/DC变换器保护装置，其特征在于，所述控制电路2包括一个电子开关(Q205)，其控制端连接在所述状态检测单元的输出端。

按照本发明提供的反激同步整流DC/DC变换器保护装置，其特征在于，所述控制电路2采用P沟道MOS管。

按照本发明提供的反激同步整流DC/DC变换器保护装置，其特征在于，所述检测信号从驱动回路或主回路取得。

按照本发明提供的反激同步整流DC/DC变换器保护装置，其特征在于，所述控制电路2采用PNP三极管，当所述检测单元在一定的时间内检测不到信号，那么与Q206管相连的B、E点的电位将呈指数规律降低，当该电位降低到Q205管开启的阀值电位时，Q205管工作于导通状态，将Q203、Q204的栅极电位拉高到高电位，同步整流管Q202栅极电位变低，切断反向电流回路，防止由于渐渐增大反向电流损坏同步整流管Q202。

按照本发明提供的反激同步整流DC/DC变换器保护装置，其特征在于，所述控制电路采用比较器，如果所述检测单元在一定的时间内检测不到信号，与比较器输入负端相连的B、E点的电位将呈指数规律降低，当该电位降低到比较器动作的阀电位时，比较器输出高电位，经过D203管，将Q203、Q204的栅极电位拉高到高电位，同步整流管Q202栅极电位变低，Q202关断，切断反向电流回路，防止由于渐渐增大反向电流损坏同步整流管Q202。

实施本发明的反激同步整流DC/DC变换器保护装置，实现了在驱动信号异常或电路内部故障的情况下，有效地防止同步整流管的MOSFET因过流而损坏，提高了模块的可靠性。

下面，结合附图和实施例，进一步说明本发明的特点，附图中：

图1给出了一个常见的反激变换器的简化结构，以此作为现有技术DC-DC变换器的例子；

图2是用MOSFET代替图1中整流二极管得到的DC-DC变换器的原理示意图；

图3是图2所示DC-DC变换器在输入掉电、负载突变时的运行情况图形示意图；

图4是图2所示DC-DC变换器在内部元件故障时的运行情况图形示意图；

图5是本发明的直流-直流变换器保护装置的原理图；

图6是采用P沟道MOS管实现本发明控制电路的一个实施例；

图7是采用P沟道MOS管实现本发明控制电路的另一个实施例；

图8给出DC-DC在对应图3情况时，图6及图7保护电路及主回路的相关波形。

图9给出DC-DC变换器在对应图4情况时，图6及图7保护电路及主回路的相关波形。

图10是用PNP三极管实现控制电路的原理示意图；

图11是用比较器实现控制电路的原理示意图。

如图5所示，本发明的DC-DC变换器保护装置，包括采用一个根据DC-DC变换器的状态产生控制指令信号的状态检测单元1和一个根据控制指令信号控制同步整流管的控制电路2，当检测到DC-DC变换器处于异常状态时产生控制指令信号将同步整流管(Q202)关断，切断反向电流回路，从而保证同步整流管不被损坏。在输出电流大的情况下，一方面保护同步整流管不被损坏，另一方面可以防止原边主开关(Q201)损坏。其中，检测信号可以从驱动回路或主回路不同的位置取得，具体见图6及图7。

图6、7是根据图5所示本发明的原理提出的采用P沟道MOS管实现控制电路的两个具体实施例。其中，图6中的检测信号从驱动回路取得(检测信号点A)，图7中的检测信号从主回路取得(检测信号点D)；信号从驱动回路取得，A点的信号与驱动信号DRIVER1是同步的，经过由D202、C204、R205、R206组成的检测电路的处理，得到与信号DRIVER1状态有关的信号B(对应图6)，其关系式为：设定：

τ₀＝(R₂₀₅∥R₂₀₆)C₂₀₄

τ₁＝R₂₀₅C₂₀₄

τ₂＝R₂₀₆C₂₀₄

T为开关电源的工作周期，T_on为一周期内高电平时间D为占空比，t_i驱动信号(DRIVER1)为高电平开始到故障时的时间(小于一个周期)

如图8示

V₂为正常工作时，检测电路输出的最高电压值

V₁为正常工作时，检测电路输出的最低电压值

V_B为工作异常前瞬间，检测电路输出的电压值

V_i为检测电路输入高电位时电压值

V_o为工作异常后，检测电路输出的电压值

*所有时间量都是以一个开关周期内PWM输出高电平开始为零点则，电路工作稳定后，检测电路输出最高电压值和最低电压值为：$$ >>>V>2>>=>>>R>206>>>>R>205>>+>>R>206>>>>>>1>->>e>>->>D>>\tau >0>>>T>\; >>>1>->>e>>->[>>1>>\tau >2>>>->>D>>\tau >1>>>]>T>\; >>>>V>i>>>$$$$ >>>V>1>>=>>V>>2>.>>>>e>>->>>1>->D>>>\tau >2>>>T>\; >>$$

工作异常前瞬间，检测电路输出的电压值为：$$ >>>V>B>>=>>V>i>>>>R>206>>>>R>205>>+>>R>206>>>>[>1>->>e>>->>>t>i>>>\tau >0>>>\; >]>+>>V>>1>.>>>>e>>->>>t>i>>>\tau >0>>>\; >>$$0≤t_i＜DT工作异常前瞬间，检测电路输出的电压值为：$$ >>>V>B>>=>>V>i>>>>R>206>>>>R>205>>+>>R>206>>>>[>1>->>e>>->>>t>i>>>\tau >0>>>\; >]>+>>V>>1>.>>>>e>>->>>t>i>>>\tau >0>>>\; >>$$0≤t_i＜DT$$ >>>V>B>>=>>V>>2>.>>>>e>>->>>>t>i>>->DT>>>\tau >2>>>\; >>$$DT≤t_i＜T

工作异常后，检测电路输出的电压值为：$$ >>>V>o>>=>>V>>B>.>>>>e>>->>>t>->>t>i>>>>\tau >2>>>\; >>$$t≥t_i

图7示出检测信号从主回路取得，DRIVER1信号经过Q201、T201的传递，在D点得到的信号与之同步该信号经过由D202、C204、R205、R206组成检测电路的处理，得到与DRIVER1状态有关的信号E(对应图7)，其关系式同上。

图8给出DC-DC变换器在输入掉电、负载突变及由于某种原因形成长时间无驱动信号DRIVER1(指超过一个以上的工作周期)或者DC-DC变换器在驱动信号DRIVER1正常，由于某种本身电路原因(如R201、C202、T202、C203的损坏)，导致DRIVER2长时间处于高电位(指超过一个以上的工作周期)时，图6及图7保护电路及主回路的相关波形，其关系式同上。

可以看出，如果检测电路在一定的时间内检测不到信号，与Q205管相连的B、E点的电位将呈指数规律降低，当该电位降低到Q205管开启的阀值电位(此图中C指的电位)时，Q205管工作于导通状态，将Q203、Q204的栅极电位拉高到高电位，同步整流管Q202栅极电位变低，Q202关断，如图所示，切断反向电流回路，防止由于渐渐反向电流损坏同步整流管Q202。

图9给出DC-DC变换器在驱动信号DRIVER1正常，由于某种原因(如R201、C202、T202、C203的损坏，导致DRIVER2长时间处于高电位(指超过一个以上的工作周期)时，图6及图7保护电路及主回路的相关波形。

图10是用PNP三极管实现控制电路，如果检测电路在一定的时间内检测不到信号，与Q206管相连的B、E点的电位将呈指数规律降低，当该电位降低到Q205管开启的阀值电位(图8和9中C指的电位)时，Q205管工作于导通状态，将Q203、Q204的栅极电位拉高到高电位，同步整流管Q202栅极电位变低，如图8和9所示，切断反向电流回路防止由于渐渐增大反向电流损坏同步整流管Q202。

图11是用比较器实现控制电路，如果检测电路在一定的时间内检测不到信号，与比较器输入负端相连的B、E点的电位将呈指数规律降低，当该电位降低到比较器动作的阀电位(图8和图9中C指的电位)时，比较器输出高电位，经过D203管，将Q203、Q204的栅极电位拉高到高电位，同步整流管Q202栅极电位变低，Q202关断，如图4所示。切断反向电流回路，防止由于渐渐增大反向电流而损坏同步整流管Q202。

本发明的DC-DC变换器保护装置，以有效地保护同步整流管在异常情况下的损坏。最有效地保护同步整流管，提高了模块的可靠性，该方案已经过仿真论证，将在AG15系列模块中加以应用，提高了工作效率，增强了可靠性。