在话音频带数据通信期间避免量化器饱和的方法和系统

摘要

减小预测误差脉冲的一种方法和系统,采用了一个平均增益计算器、一个脉冲检测器、一个信号分类器判决装置和一个增益补偿器,其中量化器的补偿定标系数是利用矢量线性非自适应预测类型算法,在对VBD类型信号的编码/译码过程中确定的。

说明书

总的来说本发明涉及通信系统，具体而言，本发明涉及通信系统中压缩信号的传输。

近些年来，人们正在发展各种技术以节省所需要的带宽，这些技术采用压缩方式传输信号，能够得到长途质量或者接近长途质量的语音。这些技术一般都要使用编码算法，从而降低非压缩传输的64kb/s的带宽要求。这样一个例子是LD-CELP(低时延码激励线性预测)算法，它能将带宽降低到16kb/s。当然，为了使用这种编码算法，传输路径的两端都应当能够对信号进行编码和译码。满足这一要求的一个办法是在两端以及传输路径上都使用专用设备。另一个可能的解决办法是采用国际标准，这些标准兼容传输路径上各种类型的设备。

1995年3月国际电信联盟(ITU-T)建议G.728公开了编码算法LD-CELP的国际标准。但是人们发现这一建议有几个缺点。其中之一就是用可变比特率(以后叫做“VBR”)进行传输。当G.728建议用于话音频带数据传输时，这一问题尤其引人注意。

ECI通信有限公司(ECI Telecom Ltd.)在它于1997年3月17日给ITU-T的文件(contribution)中提出了一个解决方案，公开于ITU-T建议G.728的附录J里。这里将标题为“可变比特率算法，主要用于DCME(数字电路倍增设备)中LD-CELP ITU-T建议G.728的话音频带数据应用”的这一稿件引入作为参考。以后将这篇文章叫做“40kbps算法”。

在这一稿件中，介绍了VBR的一种解决办法，尤其是将VBR用于话音频带数据(以后叫做“VBD”)应用中时。这一稿件提供了实现采用LD-CELP算法的编解码器所需要的信息，以及改进建议G.728中附录G的“16kb/s定点规范”的有关信息，从而使定点算法装置能够进行模式切换。

这一40kbps算法中的编解码器主要是采用40kbps的传输速率。算法延迟是5个取样，总共0.625ms，这一编解码器能够每一个“自适应周期”(2.5ms)进行一次模式切换。

建议这一40kbps算法的主要目的是在DCME这种应用中解决压缩VBD的传输问题，并用这一算法取代采用了LD-CELP算法的DCME系统中的40kbps的ADPCM模式(TTU-T建议G.726)。这一算法的特征之一是到LD-CELP和从LD-CELP的软过渡，与此同时维持长途质量或者接近长途质量的语音。

这一40kbps算法中语音模式的自适应周期主要是由G.728建议给出来的。因此，返回到语音模式时，将采用建议G.728中规定的LD-CELP模式而不是40kbps算法。

按照40kbps算法工作的编解码器的主要改进是，采用了第38卷第1期《IEEE通信学报》(1990)介绍的网格编码量化(以后叫做“TCQ”)方法，在这里将这一篇文章引入作为参考。这一TCQ方法取代了VBD模式中采用综合-分析方法搜索ITU-T建议G.728。

此外，在建议的40kbps算法中，没有任何方法用来解决预测误差出现脉冲时，例如预测误差的能量电平突然改变时，如何避免饱和这一问题。这种情况会导致译码器的输出出现很高的噪声电平，大家都知道这是导致传输路径的发射和接收端之间出现偏差的一个原因。

US4677423指出，另一种算法，也就是ADPCM算法，中存在一个有点类似的问题，并公开了解决这一问题的一个方法。US4677423中描述的机制是通过锁定和解锁自适应速度来解决部分频带能量信号中的过渡问题。自适应速度非常低时锁定自适应速度，需要很高的自适应速度时则采用未锁定模式。可惜对于采用的编码算法中预测器不是自适应的这种系统来说，例如对于基于线性预测(以后叫做LP)分析系统来说，这一算法不够快，需要采用另一种解决办法。预测误差中出现脉冲的情况下，在采用线性预测器的系统中试图避免饱和时，有许多问题使得US4677423中的解决方案不够有效。这些问题有：这一4677423解决方案的基础是单独处理每一个取样这一事实，而在线性预测器中，采用的是包括许多取样的一个矢量，而不是4677423解决方案中建议的单个取样，这一差别使得4677423解决方法的速度不足以用于线性预测器系统。另一个主要差别是，这一4677423专利处理的误差都是对数误差，它们不会象线性误差那样快地使量化器饱和。因此，需要另一种解决方案，它能用于采用线性预测器的系统。

因此本发明的一个目的是提供一种方法，用于确定采用矢量线性非自适应预测算法的编码器的补偿定标系数(scaling)，这种方法能克服现有技术中的上述缺点。

本发明的另一个目的是提供一种数字通信装置和系统，用于解决由预测误差中出现脉冲引起的问题。

本发明还有一些目的和特征将通过以下介绍和附图进行说明。

本发明提供一种方法，用于通过采用矢量线性非自适应预测型算法，在VBD类型信号的编码/译码过程中确定量化器的补偿定标系数。

下面将用术语“VBD”来表示在话音频带(直到4kHz)内要发射的调制数字信号，例如，调制解调器信号、双音多频信号以及象窄带信号这种任何其它信号。

本发明的方法最好包括以下步骤：

i.提供一个编码形式的数字取样矢量；

ii.为预测所述数字取样矢量计算LP系数，从中获得线性预测误差矢量；

iii.计算所述线性预测误差矢量的增益；

iv.利用所述增益计算量化器的定标系数；

v.利用前面的数字取样，计算对应于所述数字取样矢量的平均增益；

vi.计算所述增益和所述平均值之间的差；

vii.确定针对所述数字取样矢量的预测误差脉冲是否需要增益补偿，根据是：

(a)将所述差跟第一个预定门限值进行比较，和

(b)将跟预定个数最新数字取样矢量有关的增益和它们的平均值之间的差跟第二个预定门限值进行比较；

viii.在步骤(vii)中认定需要补偿增益的时候，确定所述数字取样矢量预测误差中的脉冲所需要的补偿；

ix.将步骤(v)中获得的量化器定标系数跟步骤(viii)中得到的增益补偿合并起来，得到量化器的补偿定标系数。

这种线性非自适应预测算法的一个实例是全极点模型类型的算法。

判断一个信号是不是一个稳定信号，是通过将跟预定个数的前面的数字取样矢量有关的增益和它们的平均值之间的差，跟第二个预定门限进行比较来进行的。如果这些差没有超过第二个预定门限，就可以认定这一信号是一个稳定信号。

按照本发明的一个优选实施方案，上述方法还包括计算预定函数的值的步骤，这一函数的基础是计算出来的跟上述数字取样矢量有关的LP系数。这样获得的预定函数的值可以用于确定需要的增益补偿。根据这一实施方案，这可以通过例如设置一个约束来完成，除非计算值大于预定值，否则不进行任何增益补偿。另一个实例是通过将一个因子应用到增益补偿上去，它取决于计算值和预定值之间的差。

这一实施方案中这一预定函数的一个实例是： $>>>ABS>>(>A>[>1>]>)>>>\underset{}{\overset{}{}}$>

其中A[i]是LP系数。

同样，就象本领域里的任何技术人员都会明白的那样，还可以采用其它的增益补偿判决机制，并在最终决定进行实际的补偿时将它们的结果考虑进去。

按照本发明的另一个实施方案，预先定义一个峰值门限值，将在上述方法的步骤(v)中计算出来的差的计算值，跟这一峰值门限进行比较。这一实施方案其中包括延长了预定时间段，在这段时间里增益得到补偿，而它的值不超过峰值门限。因此可以延长增益补偿时间，直到峰值下降到峰值门限以下，或者到一个更长的预定时间段。

根据本发明的再一个优选实施方案，线性预测误差矢量是通过对预测误差矢量进行网格码量化，并从计算出来的许多量化线性预测误差矢量中选择一个优选量化线性预测误差矢量而得到的。这种选择是通过选择具有最小预测误差线性预测误差矢量来选择的更好。

根据本发明的再一个实施方案，在步骤(viii)里设置的所需要的增益补偿受到一个门限的限制，以防止增益的过分补偿。

另一方面，本发明提供可以在数字通信系统中工作的数字电信站，包括：

用来接收话音频带数据信号并据此工作的输入接口；

处理装置，用来计算：

用来预测所述数字取样矢量并从中得到一个线性预测误差矢量的LP系数；

所述线性预测误差矢量的增益；

利用所述增益为量化器确定定标系数；

根据前面的数字取样对应于所述数字取样矢量的增益平均值；

所述增益和所述平均值之间的差；

第一确定装置，用来确定针对所述数字取样矢量的预测误差脉冲是否需要增益补偿，根据：

a.将这一个差跟第一个预定门限值进行比较，和

b.将跟预定个数最新数字取样矢量有关的增益，除了提供的所述数字取样矢量以外，与它们的平均值之间的差跟第二个预定门限比较，

第二确定装置，用来如果第一个确定装置给出肯定结果，确定补偿所述数字取样矢量线性预测误差脉冲所需要的增益补偿；

将量化器定标系数跟第二个确定装置确定的增益补偿合并起来的装置；和

发射话音频带数据信号的输出接口。

就象本领域里的技术人员会明白的那样，上述装置还可以包括本领域里众所周知的特性，因此应当明白本发明也包括这些特征。

下面将用到的术语“通信网”包括了本领域里大家都知道的各种网络，例如TDM、同步和异步传输网、IP网、IP帧中继网和任何其它可用通信网。

这里用“电信站”表示至少一对编码/译码装置的组合，需要的时候，其中的一个装置用于将收到的信号转换成一种新的编码形式，而另一个用作对应的译码器，将这种信编码形式的信号转换成编码以前的形式。这两个装置可以放在一个设备里，也可以放在不同的设备里。

本发明的再一个实施方案提供了一种通信装置，它能在数字通信系统中工作，在VBD类型的信号的编码/译码过程中能够临时改变量化增益，包括：

i.平均增益计算器；

ii.脉冲检测器；

iii.信号分类器；

iv.判决装置；和

v.增益补偿器。

在另一个优选实施方案中，平均计算器用于计算平均增益估计，利用的是最新矢量增益值跟最新矢量增益值与增益补偿平均值之间的差G_diff。由能够检测一预定时间段之后增益突变的脉冲检测器，收到这一差G_diff，并跟预定第一个门限比较更好。

根据本发明的另一个优选实施方案，信号分类器用于检测预定VBD信号，判决装置用于接收脉冲检测器和信号分类器的输出，并据此启动增益补偿器更好。

在另一个优选实施方案中，增益补偿器用于在一预定时间段里提高增益。

另一方面，本发明提供一种数字通信系统，用于通过传输路径将多个通信干线相互连接起来，包括：

传输网络至少第一端的第一个传输装置，用于传输数字信号；

上述类型的至少一对电信站；和

在所述传输网的至少第二端的接收装置。

图1说明的是采用本发明中处理VBD信号的方法的一个编码器。

图2说明的是产生网格图的一个典型的状态机。

图3是图2中的状态机产生的网格图实例。

图4说明本发明中临时改变量化增益的方法。

图1说明本发明中编码器1的部分结构。

信号Sn跟它的预测值S’n一起输入加法器3。将它们的差经过一个前置放大器5传送给一个TCQ搜索和维特比判决方框10。处理完差以后，这一方框收到的信息跟来自方框12的有关输入，一组扩展超代码簿(super codebook)，经过增益定标系数装置15到达预测器16。TCQ(网格编码量化)算法所需要的所有操作都是在方框10中的建立过程中完成的。这些操作可能包括例如残存网格和指定再生值的管理、矩阵的计算和比较以及维特比判决的确定。维特比判决按照本领域里大家都知道的以下过程进行。给定组节点中的每一个节点都有许多合法分支。在这一过程的每一步骤里，从这些分支中选择有限数量的分支，这些选中的分支会导致较小的误差。针对许多取样重复了这一过程以后，选择出连接能得到最小总误差的分支的路径。在这种结构中，方框10还释放图1中指定为j的5个信道下标，维特比算法为最后5个源取样引用了最好的残存Yj。

图2和图3简要说明了产生网格图的典型状态机和网格图本身。

“40kbps算法”的第7.1节给出了每一个节点经过网格格点到达前面的节点的允许路径。例如第一个节点(s[0])在分支0(b[0])上的前一个允许节点是节点0，在分支1(b[1])上的是节点2。

“40kbps算法”的第7.2节给出了每一个节点经过网格格点到达后面的节点的允许路径。例如，第一个节点(s[0])在分支0(b[0])上的下一个允许节点是节点0，在分支1(b[1])上的是节点2。

“40kbps算法”的第7.3节给出了与每一网格路径有关的量化子集{D0，D1，D2，D3}。例如，从s[0]到s[0]的转移与子集D0有关。从s[0]到s[1]的转移与子集D2有关，到s[2]和s[3]的转移则不允许，因此标为X。

“40kbps算法”的第7.4节给出了每一转移的下标，并标出了从每一个节点辐射出去的两个分支。例如，从s[0]到s[0]的转移与0有关。从s[0]到s[1]的转移与1有关(注意用了第5位，在C语言中0x10就是10h)，而且到s[2]和s[3]的转移是不允许的，因此标为X。

如上所述，方框12是超代码步，它是一个扩展集标量劳埃德-最大量化器。这64个输出电平被分成4个子集，从负的最大电平处开始，朝向正的最大电平处，这些连续点被标为{D0，D1，D2，D3，……，D0，D1，D2，D3}。“40kbps算法”中的第7.6节给出了这些量化电平，在“40kbps算法”中的第7.5节给出了间隔极限。标为s[0]的那一列给出了属于子集D0的电平。D1电平在s[1]下面，……，D3电平在s[3]下面。

当后向增益适配器14处理VBD信号时，本发明中的工作过程跟G728ITU-T标准处理语音信号的方式相比有几点不同。主要差别是：

1)在VBD模式里，代码簿输出值的均方根值是在残存路径指定的一个输出电平(量化余量)序列上计算出来的。均方根值是用8个取样序列计算出来的。然而，跟G.728的附录G公开的不一样，其中预先计算出来的表储存了均方根的对数值，在VBD模式里，有必要计算均方根的对数值。等式(1)给出了对数近似。“40kbps算法”的第8节给出了系数d₀、d₁、d₂、d₃、d₄，其中的第4.12节详细描述了对数计算器。

等式(1)：2*log₁₀(x)＝d₀*(x-1)+d₁*(x-1)²+d₂*(x-1)³+d₃*(x-1)⁴+d₄*(x-1)⁵

其中1≤x＜2。

对于不是上述值的x，则进行规范化。例如“40kbps算法”的#J.16方框描述的过程。

对数均方根值替代形状和增益代码簿的输出、对数增益表方框#G.93和#G.94(等式G-14中的最后两项)。

2)在对数增益环中可以引入一个平滑滤波器，用来减少有稳定变化的信号的稳定状态振荡，例如话音频带波形。为了解决语音和数据信号中的问题，一个动态锁定量化器(“DLQ”)算法产生一个变量速度适配。可以采用跟ITU-T建议G.726描述的相似的DLQ算法。

给采用DLQ算法的处理器的输入是去掉了偏移的对数增益d(n)。加权滤波器将这一输入平均(“40kbps算法”方框#J.14的第4.13节)，产生锁定增益G_L。

如果a₁＝0，那么量化器就完全处于锁定状态，如果a₁＝1就完全处于未锁定状态。通过比较量化余量ET(n)的长期和短期能量计算出a₁(“40kbps算法”的方框#J.12，第4.10节)。比较说明了量化余量变化的不变特性。

等式(2)：G＝G_U*α₁+G_L*(1-α₁)

3)预测误差脉冲可能会引起量化器的饱和。为了防止饱和，按照本发明的方法临时改变量化增益。

自然地，采用本发明的方法时进行平均值计算的最好方式是在计算的时候为最新的增益值分配更大的权。

图4给出了临时改变量化增益的方法。按照这一方法，进行一下步骤：

a.计算平均增益：

平滑滤波器40利用最新的矢量增益值GSTATE[0]计算增益估计的平均值G_ave。

计算出来的平均值最好是加权平均值，跟过去的值相比，最新的值的权更大。等式3给出了计算这样一个平均值的一个可选方法。然后计算出GSTATE[0]和G_ave之间的差，用G_diff表示，并传送给脉冲检测方框42。

等式(3)：G_ave＝G_const*G_ave+(1-G_const)*GSTATE[0]

b.脉冲检测方框42：

这一方框的功能主要是在没有检测到脉冲的一个预定时间段以后检测增益的突然变化。为此，将G_diff跟第二个固定预定门限比较。如果G_diff的值小于第二个预定门限的时间超过了预定时间，就将这一信号看成“稳定”信号。当前面的信号是“稳定”信号时，如果G_diff的值超过第一个预定门限，就检测线性预测误差脉冲。按照本发明的一个优选实施方案，第一个预定门限等于第二个预定门限。

c.信号分类器

在某些VBD传输过程中更容易出现误差脉冲。这样，检测到误差脉冲时，增益补偿的参数可以最大。

在信号分类器方框44里，用例如LP系数来检测传输的这些信号，并将分类发往判决方框46。

d.判决方框46：

判决方框46接收信号分类器方框44的输出和脉冲检测方框42的输出。根据这些输出，判断是否需要补偿，以及启动增益补偿方框48以后下一段描述的增益补偿参数会受到什么样的影响。

e.增益补偿方框48：

方框48的主要任务是确定需要的增益补偿，并允许在第一个预定时间段里增大增益因子。根据本发明的另一个实施方案，可以改变这第一个预定时间段。根据这另一个实施方案，为增益峰值门限设定第三个预定门限。一旦达到了这第三个预定门限，就延长增益补偿的时间，这里，这一时间段可以重新定义为第二个预定时间段。采用这样一个实施方案允许延长增益补偿时间，以防脉冲变化相对较大。就象本领域里的技术人员会明白的那样，可以对上述方法进行许多的修改，同样能完成这一任务，它们也属于本发明的范围。例如，不是延长补偿时间，而是改变增益补偿电平，从而达到所需效果。

同样，如果采用限幅器来限制补偿电平，就可以调整限幅器的值从而更好地进行增益补偿。

下面介绍图1中的其余方框14(后向增益适配器)、16(预测器)和18(后向预测系数适配器)。

预测器16是G.728综合型滤波器的一个简型。多项式的顺序包括LP系数10个抽头，而不是综合型滤波器里通常使用的50个抽头。预测是在残存路径的基础上进行的(“40kbps算法”的方框#J.7，第4.4节)，方式如下：在时刻n，为每一个节点形成当前取样的预测(“40kbps算法”的方框#J.8，第4.5节)，采用的是残存在时刻n-1选择的再生序列。采用这一方法，只完成了一步标量预测，而且预测不必延伸到很远的未来。这使得这一预测跟其它许多预测VQ方案相比更加“局域化”。

后向预测系数适配器，18，跟后向综合型滤波器适配器相似(方框#G.23)。主要差别是：

●只计算10个LPC参数。混合型窗口模块(方框#G.49)总是计算51个自相关系数，从而增强数据到话音的转移。

●现在综合型滤波器的带宽扩展因子是240/256。带宽扩展系数是在“40kbps算法”的第9节给出的。

实例：

为了评估本发明的方法的性能，进行了下面的一系列测试。用G.728 40kbps算法评估了V.23类型的字符VBD传输。在这一评估中，将发射的字符跟收到的字符进行比较，计算了从发射的字符中发现的差异的个数跟总字符数的比。将这一比值定义为平均误差。

当采用包括“40kbps算法”修正的G.728时，平均误差为大约33％。

在类似的测试中，评估了本发明的方法。事先将第一个和第二个预定门限的值设置成等于1800。一旦预测增益中的一个脉冲超过1800，就启动增益补偿机制，只要前面80个数字取样矢量被确认属于“稳定”类型，这80个矢量中每一个都有5个取样，这5个取样中的每一个都有125μs长。观察发现平均误差明显地下降了，下降到了0.05％。

显然，上述描述只是为了说明本发明的某些实施方案。本领域里的技术人员可以想出许多其它的方式来实现本发明，而不会偏离本发明的范围。