测量科里奥利质量流量计中压力的方法和装置

摘要

用于确定正在工作的科里奥利效应质量流量计(10)中压力的一种方法。科里奥利流量计流管(130、130’)以一种弯曲模式(通常用于测量质量流率)和一种扭曲模式振动。流管两种振动模式中每一种的基频之间的比值正比于流管内的压力。在优选实施例中,一种求和/求差方法首先将表示两种振动模式基频的重叠正弦波信号分离。然后利用快速共轭梯度(FCG)数字滤波器(5l2,514)迅速地估算两种振动模式每一种的基频。然后包括数字陷波滤波器(518,508)和带通滤波器(506,1520)以及递归最大似然性(RML)数字滤波器(510,522)的滤波器链利用频率估算值增强弯曲模式和扭曲模式基频估算值。利用增强的弯曲模式和扭曲模式频率估算值确定作为两个频率比值函数的流管内压力以及所使用的陷波和带通滤波器的中心频率,以便为了计算质量流率而增强两个振动传感器信道的弯曲模式频率。然后可以利用如此确定的压力校正质量流率计算结果或者用于其他的压力测量目的本身。

说明书

                      发明领域本发明涉及与科里奥利效应质量流量计结合的压力测量，具体地说，本发明涉及用于响应科里奥利质量流量计的操作获得材料压力信息和响应流量计的操作获得精确质量流量信息的一种方法和装置。

                        问题

已知利用科里奥利效应质量流量计测量流过一根管道的材料的质量流量和其它信息。在授予J.E.Smith等人的美国专利US-4,109,524(1978年8月29日)、US-4,491,025(1985年1月1日)、和Re.31,450(1982年2月11日)中记载了这种流量计。这些流量计具有一根或多根直形或弯曲结构的流管。科里奥利质量流量计中的每种流管结构具有一组固有振动模式，所说流管形状可以是简单的弯曲型、扭曲型或偶联型。每根流管在驱动下以这些固有模式之一产生谐振振荡。从流量计入口侧连接的一根管道流入流量计的材料被引导通过流管(一根或多根)，并从出口侧流出流量计。振动材料填充系统的固有振动模式部分地是由流管和在这些流管中流动的材料的组合质量限定的。

当流量计中没有流动时，流管上的所有点都在所施加的驱动力作用下以相同的相位振荡。当材料开始流动时，科里奥利加速度使流管上的每个点具有不同的相位。在流管入口侧的相位滞后于驱动器，而出口侧的相位超前于驱动器。在流管上设置有多个传感器以产生表示流管运动的正弦波信号。两个传感器之间的相位差正比于流过流管的材料的质量流率。

在这种测量中存在的一个复杂因素是通常的处理材料的密度是变化的。密度的变化引起固有模式频率发生变化。由于流量计的驱动控制系统保持流管处于谐振状态，所以振荡频率响应密度的变化而变化。在这种情形下质量流率正比于相位差与振荡频率的比值。

上述授予Smith的美国专利US-31,450公开了一种科里奥利流量计，该流量计在测量质量流率时无需同时测量相位差和振荡频率。相位差通过测量流量计的两个正弦波信号的电平交叉点之间的时间延迟来确定。在使用这种方法时，消除了振荡频率的变化，质量流率正比于所测量的时间延迟。下文中将这种测量方法称为一种时间延迟或Δt测量方法。

与在科里奥利质量流量计中流动材料特性相关的信息通常是由测量流量计传感器的两个输出信号之间的相位和时间延迟的仪表获得的。由于常常要求所获得的流率信息具有至少读数的0.15％的精确度，所以必须以很高的精确度进行这些测量。这些流量计输出信号是正弦波形的，并且在时间或相位上产生一定量的位移，所说的一定量由材料流过的流量计中产生的科里奥利力决定。信号处理电路接收这些传感器输出信号，精确地测量其相位差，并以所需的至少为读数的0.15％的精确度产生流动处理材料的所需特性信息信号。

1995年12月12日授予Cage等人的美国专利US-5,473,949记载了用科里奥利质量流量计测定压力和密度的一种方法。Cage的专利教导以两种不同的模式激励振动导管。让流体流过该导管，在流量计的“工作点”对两种振动模式进行测量。然后通过同时求解Cage专利中提出的两个方程确定在流量计中流动的材料的压力和密度。

数字信号处理(DSP)技术提高了处理来自科里奥利流量计传感器的信号的精确度。DSP技术和装置测量传感器信号之间的相位差，而不会引起两个信号在测量过程的相位漂移。由DSP运算引起的任何相位漂移(相移)对于两个传感器信号都是相同的。此外，DSP技术可以更有效地对信号滤波，以便从由流量计工作环境在信号中引起的环境噪声信号中抽取数据。

已知流量计流管内压力的变化能够影响质量流量测量的准确性。在流管中流动的材料的压力变化能够改变流量计流管的刚性。这改变了流管的谐振频率并造成质量流量测量的误差。为了使压力变化对谐振频率和质量流量测量的影响最小，通常的做法是加固流管壁。但是通过增强流管刚性来减小压力变化的影响会提高流量计的成本，并且降低了流量计的灵敏度。由于压力影响造成的灵敏度降低会限制流量计可以应用的范围。

在本领域已知将一个压力计与流量计结合使用以测量材料的瞬间压力和使用所测得的压力值对质量流率测量结果进行校正。但是，添加一个独立的压力计增加了流量测量装置的复杂性(和相应的成本)。

                      技术方案

本发明通过提供用于在没有增加独立的压力计的科里奥利质量流量计中测量压力的方法和装置解决了上述的和其它的问题，从而拓展了应用领域。从科里奥利效应质量流量计操作获得的压力测量结果用于校正流量计质量流量测量结果。压力测量结果可以直接用于为其它目的需要管道中压力测量结果的受控程序中。本发明的方法和装置通过使流管以弯曲模式和扭曲模式两种模式振动来操作科里奥利效应质量流量计。每种振动模式具有与之相关的一个基频。将众所周知的信号处理技术与设置在流管上的传感器结合以获得作为流管振动函数的质量流率。本发明的方法还利用了这样的事实，流管的第一振动模式频率(例如，扭曲模式频率)与流管第二振动模式频率(例如，弯曲模式频率)之间的比值是作为流管内压力的函数变化的。本发明的信号处理方法和装置利用所测得的两个频率的比值确定流管内的材料压力。使用相同的信号处理装置获得测量流率和确定流量计流管内的压力。这样在许多材料流量测量应用中无需使用独立的压力测量装置。许多其它的校正因素，包括流管温度和材料密度利用该信号处理装置测量，并利用它们校正质量流率测量结果和压力测量结果。通过确定流管内的压力，可以校正质量流率测量结果以消除压力对于质量流量测量结果的影响。

测量流管内的压力并校正所测得的质量流率以消除压力变化对于流管振动特性的影响使得可以用较薄的材料构成流管壁。流管厚度只需足以合理地承受工作流管中材料的静压力即可。不需要仅仅为了减小压力变化对于质量流率测量的影响而加厚流管壁。这种较薄的结构使得流量计在流量测量应用中的灵敏度最大。较薄的流管壁使质量流量测量具有较好的灵敏度。特别是，较薄的壁结构使得流量计可以测量较低的质量流率，正如在测量低密度材料的质量流量过程中常常遇到的情况。

根据本发明，如果任意两个振动模式频率符合某些特性要求，则可以使用这两个振动模式频率的比值确定压力。这两种振动模式对于流管中压力变化必须具有不同的响应。任何两个满足该标准的振动模式频率都可以用于根据这两个振动模式频率的比值确定流管内的压力。虽然以下的描述是以两种特定的振动模式(第一弯曲模式，第一扭曲模式)来说明本发明的，但是其它振动模式也可能满足这个相同的标准，并且同样可以用来确定流量计内的压力。根据本发明，还可以通过测量单一振动模式的频率获得压力。当其中一种模式没有发生安装状态、流管温度和材料密度的变化或者不受这些变化的影响时就可以实施这种方式。

本发明驱动流管以第一异相弯曲模式(本申请中称之为bend mode或bending mode)和第一异相扭曲模式(本申请中称之为twist mode或twisting mode)。根据具体流量计应用的需要，可以驱动流管同时以两种模式振动，或者，连续地和重复地以扭曲模式然后弯曲模式驱动流管。此外，对于正常的质量流量测量流管可以以弯曲模式连续地振动，而周期地同时以扭曲模式振动以便周期地确定压力和由此校正质量流量。

信号处理装置对安装在振动流管上的传感器输出信号进行采样以分离和测量各种振动模式的频率。该信号处理装置正如在本领域中众所周知的那样根据弯曲模式振动信号采样值确定质量流率。弯曲模式频率与扭曲模式频率的比值部分地作为质量流量计流管中材料压力的函数变化。信号处理装置计算出这个比值并利用这个比值确定流量计中的压力。然后利用压力测量结果确定质量流率校正系数。信号处理装置利用这个校正系数校正质量流率。然后使用经过校正的这个质量流率测量结果控制或者报告与处理流动有关的信息。

除了校正质量流率测量结果之外，本发明的压力测量结果还使得无需使用独立的压力测量装置。本发明满足在也需要进行压力测量的科里奥利流量计应用中对于压力测量装置的需要。

                      附图简介

图1表示能够有利地实施本发明方法的、安装在质量流量仪表中的一种典型的质量流量计；

图2为表示图1所示质量流量仪表的其它细节的一个方框图；

图3为处于弯曲振动模式下的一个典型流管的透视图；

图4为处于扭曲振动模式下的一个典型流管的顶视图；

图5为一方框图，表示使用本发明优选实施例和/差方法用于分离和增强由图1所示质量流量仪表的DSP中的程序处理的信号的多个数字滤波器；

图6为一方框图，表示使用本发明另一实施例四级滤波器方法用于分离和增强由图1所示质量流量仪表的DSP中的程序处理的信号的多个数字滤波器；

图7-9为表示可在图1所示质量流量仪表的DSP中运行的本发明一个实施例的方法的流程图；

图10为表示图2所示驱动电路的方框图，该电路利用和/差方法分离出所需的振动流管基频；

图11为图10所示平衡运算放大器电路的电路图；

图12为表示图1所示质量流量仪表中集成电路装置的方框图；

图13为表示一个质量流量计的标定系数与该流量计流管中压力之间的典型关系的曲线图；

图14为表示扭曲振动模式与弯曲振动模式的比值与流量计流管中压力之间的典型关系的曲线图。

                      对发明的详细描述

概述-科里奥利流量计应用

图1中表示了一种典型的科里奥利质量流量计，这种流量计具有连接在歧管主体30上的两个流管12、14，它们围绕各自的异相弯曲轴W-W和W’-W’具有基本相同的弹簧常数和转动惯量。本领域普通技术人员很容易认识到，图1所示的悬臂安装流量计结构只是能够较好地实施本发明方法的科里奥利效应质量流量计的一个示例。本发明方法可以适用于具有多种不同流管集合结构的流量计以及具有多根流管或者单根流管的流量计。

驱动线圈和磁体20安装在流管12、14顶部区域130和130’之间的中点区域以使流管12、14围绕轴W-W和W’-W’异相振动。本申请中将这种振动称为“弯曲”振动模式或者简单地称为“弯曲模式”。图3为安装在一个歧管主体30上以弯曲模式围绕轴W振动的一根流管14的透视图。

在流管12、14的左右两侧分别安装有一对驱动线圈和相关的磁体21R和21L以使流管12、14分别相对于流管的左右侧围绕各个流管的中心轴，即T和T’异相振荡。在本申请中将这种振动称为“扭曲”振动模式或者简单地称为“扭曲模式”。本领域普通技术人员很容易认识到，如果驱动线圈和磁体21R和21L能够驱动流管12和14以两种模式振动，则可以取消设置在顶部区域130和130’的驱动线圈和磁体20。图4为安装在一个歧管主体30上以围绕T轴的扭曲模式振动的一根流管12的顶视图。如图1中所标注的，每根流管12和14在驱动下分别围绕其自己的轴，T和T’，以扭曲模式振动。

左传感器16和右传感器18安装在流管12、14顶部区域的各自端部附近以检测流量12、14的相对移动。可取的是应用速度传感器按照众所周知的方法进行检测。流管12和14具有左侧支腿131和131’以及右侧支腿134和134’。侧部支腿彼此相向向下会聚并连接在歧管部件121和121’的表面120和120’上。在流管12、14的支腿上铜焊接着撑杆140R和140L，当通过路径156激励驱动器20时，利用这些撑杆限定流管异相振动的轴W-W和W’-W’。轴W-W和W’-W’的位置由撑杆140R和140L在流管侧支腿131、131’和134、134’上的位置确定。

在流管14的侧支腿131上安装有温度传感器22以测量流管的温度和流过流管的材料的近似温度。利用这个温度信息确定流管弹簧常数的变化。驱动器20、21R和21L，传感器16和18以及温度检测器22分别通过路径156、161、160、157、158和159与质量流量仪表24相连。质量流量仪表24包括至少一个用于处理从传感器16、18和22接收的信号的微处理器以确定流过流量计10的材料的质量流率以及其它测量值，例如材料密度和温度。质量流量仪表24还通过路径156向驱动器20施加一个驱动信号以使流管12和14围绕轴W-W和W’-W’以弯曲模式异相振荡。此外，仪表24通过路径160和161分别向驱动器21L和21R施加一个驱动信号，以使流管12和14围绕轴W”以扭曲模式振荡。本领域普通技术人员很容易认识到，如果驱动器21L和21R能够物理地和电学地以所需的两种振动模式同时驱动流管12和14，则可以不使用驱动器20。或者，这些驱动器可以连续地以两种不同的模式，每次一种模式，驱动流管。

本领域普通技术人员很容易认识到，根据流管几何结构的不同，适合地设置在流管上的一个驱动电路能够驱动流管以两种模式振动。

歧管主体30由铸件150、150’构成。铸件150、150’可以通过法兰103、103’与一根输入管和一根输出管(未示出)连接。歧管主体30使材料流从输入管转入流管12、14中，然后返回到输出管中。当歧管法兰103和103’通过入口端104和出口端104’与其中带有处理材料的一个管道系统(未示出)相连时，所说材料通过法兰103中的入口101进入歧管主体30和歧管件110，并通过铸件150中具有逐渐变化的横截面的一条通道进入流管12、14。歧管件121将所说材料分流并分别导向流管12和14的左侧支腿131和131’。然后材料流过顶部管段130、130’，并通过右侧支腿134和134’，在流管歧管件121’中重新汇合成一股流动。之后流体流过出口铸件150’中的一条通道，然后流至出口歧管件110’。出口端104’通过具有螺栓孔102’的法兰103’与管道系统(未示出)相连。所说材料通过出口孔101’流出，返回到管道系统(未示出)的流动中。

质量流量仪表24分析从路径157、158和159接收的信号，并在路径155上产生标准的输出信号以指示出质量流率，控制系统或操作者利用这个结果监视和控制流过相关管道系统(未示出)的质量流率。质量流量仪表24还在路径162上产生指示质量流量计中压力的输出信号。如上所述，在所说质量流量仪表中使用如此确定的压力校正质量流率计算值，并且可以独立地用于要求压力测量值的其它控制目的。

概述-压力对于流管振动的影响

已知科里奥利效应质量流量计中的质量流率正比于Δt(上面所讨论的时间差测量值)。所以质量流率可以表示为：

                     m=CFΔt

其中CF为标定系数，m为流率。但是，当科里奥利效应质量流量计的流管中的压力增大或降低时，流管的刚性会发生变化。流管刚性的变化影响了流量计质量流率灵敏度。流管刚性的变化还影响到流管的振动频率。流管的弯曲模式振动频率与扭曲模式振动频率之间的比值相应于流管中压力的变化而变化。所以该频率比值与流管中压力(以及许多其它因素)相关。

图13和14为从体现上述效应的正在工作的科里奥利效应质量流量计获得的实验数据曲线图。图13所示曲线图表示压力对于流量计标定系数的典型影响。曲线图1300表示沿y轴的流量计标定系数作为沿x轴的流管内压力的函数。标绘的数据点1302、1304和1306表示从一个工作的Micro Motion D300流量计(经过改进提供了附加的驱动线圈以施加扭曲驱动力以及弯曲驱动力)测得的数据。在曲线图1300中可以看到，标定系数随着D300流量计流管中压力的增加而增大。

图14所示曲线图表示压力对于流管频率比的典型影响。曲线图1400表示沿y轴的扭曲模式振动频率与弯曲模式振动频率的比值作为沿x轴的流管内压力的函数。曲线1402和1404拟合从一个工作的Micro MotionCMF300质量流量计(经过改进提供了附加的驱动线圈以施加扭曲驱动力以及弯曲驱动力)测得的数据点。具体地说，曲线1402拟合当水流过CMF300流量计时测得的数据点，曲线1404拟合当玉米糖浆流过CMF300流量计时测得的数据点。在曲线图1400中的曲线1402和1404中可以看到频率比值受到流管内压力的影响(以及其中流动材料的密度)。

如图14所示，材料密度影响频率比值。同样，可以看出，流管的温度和安装参数能够影响频率比值的确定。可以很容易地确定这些因素的特征，并通过在特定应用中标定质量流量计来补偿这些因素。所以经过这些补偿的频率比值可以用作正在工作的质量流量计流管内压力的间接测量值。下面介绍所需补偿的详细内容。

在近似地调节所说频率比值之后，利用该频率比值确定流管内相应的压力。可以应用人们熟知的曲线拟合或查表和插值方法计算压力以给出经过补偿的频率比值。可以将如此确定的压力作为需要这类压力确定值的应用中的直接压力测量值。

此外，利用如此确定的压力校正质量流量计的标定系数，从而校正质量流量计的质量流率测量结果。用该压力值确定压力校正系数，然后用该压力校正系数校正质量流量确定值。所以在振动流管中的质量流率由下式确定：

                   m=CF CPΔt

其中CF和Δt的含义如上所述，CP为压力校正系数。这个压力校正系数是在标定质量流量计时确定的，并作为压力计算值的函数由下式计算出来：

                   CP=1+((K_p/100)(P-P₀))

其中K_p为压力标定系数(表示为每psi压力的一个百分比)，P为流管内的压力(按照上述方式确定)，P₀为标定线压力(即，用于标定在其应用中正常工作的流量计所用的标称压力)。压力标定系数K_p和标定线压力P₀是利用本领域技术人员熟知的标准系数或现场标定方法确定的。

概述-质量流量仪表

本发明包括可在一个数字信号处理器(DSP)芯片内工作的数字信号处理方法程序以执行质量流量仪表24中的计算功能。从作为每个流管传感器输出产生的模拟信号中获取离散的采样值。利用标准的模数转换(A/D)装置将从左右传感器获得的离散采样值数字化。在数字化之后，利用DSP芯片中包含的数字信号处理方法程序进一步处理采样值。

这个数字信号处理软件(下面讨论)可以在图12中更加详细表示的质量流量仪表24中执行。图12所示的数字信号处理器1200是与任何普通微处理器类似的一个计算装置，但是具有执行信号处理任务的专用功能。本领域技术人员熟知有许多种这样的DSP处理器装置。这种装置的一个例子是Texas Instrument公司出品的TMS320C31型。这种装置包括一个硬件浮点处理单元以增强信号处理计算的性能。本领域普通技术人员很容易认识到，在对于特殊应用成本的考虑胜于对于性能的考虑的情况下，可以将固定点信号处理装置与软件仿真程序库结合使用以进行精确的浮点计算。

处理器1200通过总线1252从程序ROM1202中读取程序指令，并通过总线1254控制数据和RAM1204中的缓存器。普通技术人员可以认识到，出于多种成本和性能因素的影响，在某些情况下，可取的是从ROM1202中将程序指令拷贝到RAM1204中以改善处理器1200获取指令方面的性能。

每个A/D转换器200分别从它们各自通过路径157和158传输的流管传感器输出信号中接收模拟信号。处理器1200分别通过路径250和252向A/D转换器200施加控制信号，并分别通过路径250和252从所说A/D转换器200接收经过数字化的采样值。本领域普通技术人员很容易认识到，各个部分所需的时钟信号可以利用任何众所周知的时钟发生技术诸如石英晶控振荡器或者任何市售的时钟发生集成电路产生。

在优选实施例中，A/D转换器200与多个转换器一起实现在一个集成电路中，并通过一条通信总线与DSP处理器相连。这样有助于确保两个采样信号之间的相位关系是由于振动流管的科里奥利效应产生的，而不是由于印刷电路板上用于物理地分离A/D转换器电路的信号线路的影响产生的。本领域的普通技术人员熟知许多种这样的立体声A/D转换器芯片。这种芯片的一个例子是Crystal Semiconductors生产的CS5329芯片，这是一种2声道立体声A/D转换器。

处理器1200从采样信道之间的相位差确定一个Δt值并在路径1256上施加一个正比于Δt的信号。D/A转换器1206将施加到路径1256上的数字信号值转换成正比于质量流率的一个模拟信号，并施加到路径155上。根据本发明，处理器1200还根据采样的信道确定科里奥利质量流量计内的压力，并在路径1260上施加正比于该压力的一个信号。D/A转换器1210将施加到路径1260上的数字信号转换成正比于压力的一个模拟信号，并施加到路径162上。路径155和162上的信号被施加到适合于特定的流量计测量的应用装置(未示出)中。

驱动器电路1208接收由左右信道传感器产生的施加到路径157和158上的模拟信号。驱动器电路1208将弯曲模式频率与扭曲模式频率分离。驱动器电路1208确定左右信道信号的和值以及左右信道信号之间的差值以将弯曲模式频率与扭曲模式频率分离。由弯曲模式振动引起并施加到左右信道信号路径的信号基本同相，而由扭曲模式振动引起并施加到这些路径上的信号基本异相(大约180°)。所以左右信道信号的和值具有一个较强的弯曲频率的频率分量和一个明显减小的扭曲频率的频率分量。相反地，左右信道信号之间的差值具有一个较强的扭曲模式频率的频率分量和一个明显减小的弯曲模式频率的频率分量。

图10和11更加详细地表示驱动器电路1208。图10所示的平衡运算放大器电路1008将来自左右信道的信号结合以如上所述产生这些信号的和值和差值。路径157上的曲线1000和1004分别表示弯曲模式和扭曲模式振动在路径157上的重叠。同样，曲线1002和1006分别表示弯曲模式与扭曲模式振动在路径158上的重叠。应当指出，表示弯曲模式振动引起的信号的曲线1000和1002基本同相，而表示扭曲模式振动引起的信号的曲线1004和1006基本异相。曲线1010表示由平衡运算放大器电路产生并施加到路径156上的左右信道信号的和值，而曲线1012表示由平衡运算放大器电路1008产生并施加到路径160和161上的左右信道信号的差值。本领域的普通技术人员可以认识到，对于施加到路径156、160和161的信号，必须在将它们作为驱动器信号传输到流量计10之前经过放大和调整。应当指出，在曲线1010中表示的频率为来自左右信道的信号的弯曲模式频率分量，而曲线1012中表示的频率为相同信号的扭曲模式频率分量。电路1008的求和/求差方法将各个信道上的重叠信号的两个分量分离。图11表示包括图10所示平衡运算放大器电路1008的多个级联放大器。

本领域的普通技术人员很容易认识到等价于上述驱动器电路1208的数字处理技术。上述驱动器电路1208的一般设计依赖于以下事实，来自流管传感器的传感器输出信号相对于扭曲模式振动彼此相差180°，而这些传感器信号相对于弯曲模式振动同相。这个事实使得能够使用上述的和/差模拟电路结构分离叠加在传感器输出信号上的振动模式频率。模拟电路的数字变型对于本领域普通技术人员来说是显然的。此外，本发明方法可以应用其它振动模式，其中可能不存在上述的0°和180°相位关系。在这种情况下，可以应用众所周知的数字信号处理技术以分离各种振动模式频率和产生适合的驱动信号。

信号处理方法-频率确定：

图2表示本发明的流量计仪表24的总体结构，以及其中的信息流动，特别是DSP1200中的信息流动和计算过程。本发明的流量计电路由两条基本相同的“信道”构成：用于处理左侧流管传感器输出信号的一个第一信道和用于处理右侧流管传感器输出信号的一个第二信道。这两个“信道”基本上是对称的，但如下所述，陷波滤波器的权重适配除外。

下面的讨论针对典型的科里奥利流量计应用，其中流管弯曲模式振动的基频大约为100Hz。与这些示例弯曲模式频率对应的典型扭曲模式频率可以为，例如，大约250Hz。其它流管结构可以以相应于其它比值的其它频率振动，所说的其它频率同样可用于确定压力，并由此校正质量流率测量结果。所以本领域普通技术人员很容易认识到，本发明的装置和方法可以应用于振动模式与频率的多种组合。

在图2中将由DSP1200执行的计算表示为DSP1200中的计算单元块。下面所讨论的许多计算单元与和流管传感器输出信号的各个采样值相关的时钟信号同步操作。图2所示的CLOCK214构成与下面所讨论的计算单元的各个采样速率相关的时钟信号。可以理解，质量流量仪表24中信号处理方法运行所需的时钟信号由CLOCK214提供是适合的。图2所示各个单元内的各种计算的时序还可以利用来自前一计算级的信号的有效性来计时(或选通)。换句话说，图2所示DSP1200中的各个计算块可以相对于来自在先计算的数据的有效性同步工作。所以CLOCK214概念上为全部计算提供计时，其中所有计算单元依赖于前期中间计算，所说中间计算又依赖于由A/D转换器200产生的精确计时的数字化采样信号。

图2所示连接DSP1200内各个计算单元的数据路径表示数据从一个计算单元或计算级传输到另一单元或级。本领域普通技术人员应当认识到，可以将等效计算分解为许多类型的形式，使得可以将不同的中间计算步骤表示为在各个计算单元之间传递。将计算具体地分解为如图2中方框所示的单元只是为了讨论清楚起见而作出的选择。下面参照图7-9所示的流程图讨论精确的方法。

CLOCK214通过路径270向A/D转换器200传送周期脉冲信号时钟以确定由流管传感器产生的初始(未经处理的)信号的采样速率。每个A/D转换器200对其相应的模拟信号进行采样，并且每次相对于由CLOCK214通过路径270施加的各个信号脉冲将采样值转换成数字形式。通过路径270施加在A/D转换器200上的时钟信号必须具有高精度的频率，以使得能够以本发明处理数据所需的固定采样速率对流管传感器输出信号进行采样。可取的是利用一个晶控时钟实现所需的时钟脉冲精度。如果CLOCK214本身是可编程的，则DSP1200利用CLOCK214的适合的寄存器将CLOCK214的操作参数编程。

图1所示右侧流管传感器18的输出信号通过图1所示路径158传输到A/D转换器200。图1所示左侧流管传感器16的输出信号通过图1所示路径157传输到A/D转换器200。A/D转换器200对来自流管传感器的模拟信号进行采样并将其转换成数字信号。A/D转换器200响应通过路径270接收的由全系统的CLOCK214提供的固定频率周期时钟信号操作。

对应于右侧信道传感器输出的经过转换的数字值通过路径252传输到48∶1抽选滤波器单元202。48∶1抽选滤波器单元202可在DSP1200中响应在这些信道上从A/D转换器200接收到的各个采样信号而操作。抽选滤波器单元202将采样值的数量减少到48分之一，同时为采样信号值提供显著的反混叠滤波。本领域普通技术人员可以认识到，具体的抽选比48∶1只是根据具体应用环境作出的一种工程设计选择。48∶1抽选滤波器单元202由两级实现，一个8∶1级，其后为一个6∶1级。可取的是抽选滤波器单元202的两级都由有限脉冲响应(FIR)反混叠滤波器实现。可取的是，利用众所周知的构成最佳滤波器的Remez算法设计和实现所说FIR滤波器。本领域普通技术人员应当认识到，无限脉冲响应(IIR)滤波器也可以用作抽选级。使用FIR滤波还是IIR滤波是根据在具体设计中所用计算单元的计算复杂程度和相对计算量作出的一种设计选择。

抽选滤波器单元202的第一级对采样速率进行8∶1缩减，从大约39.1kHz减小到大约4.9kHz。对于该第一级，通带结束于大约300Hz，阻带开始于大约2319Hz。第一级的通带权重为1，阻带权重大约为10⁴。核心长度为72。抽选滤波器单元202的第二级对采样速率进行6∶1缩减，从大约4.9kHz减小到大约814Hz。对于第二级，通带结束于大约300Hz，阻带开始于大约400Hz，通带权重为1，阻带权重为10⁴，核心长度为181。

可取的是第一级优选滤波器的核心系数为：

             -0.00000081764524630121

              0.00000698245451987758

              0.00001773963885136871

              0.00003898240757193200

              0.00007548672488844681

              0.00013409289751968492

              0.00022348636822400024

              0.00035427612800655528

              0.00053901217722666664

              0.00079209847140532400

              0.00112956940174060416

              0.00156872083590591968

              0.00212758437199228352

              0.00282427204255895904

              0.00367616275994291200

              0.00469898731907314112

              0.00590584018301447296

              0.00730617267761646208

              0.00890478563478318592

              0.01070092291349931840

              0.01268750876431035520

              0.01485057644139987840

              0.01716893380830959680

              0.01961418511740982400

              0.02215097935643592320

              0.02473769406056195200

              0.02732738160877671360

              0.02986905691870672640

              0.03230924399368606080

              0.03459371442646413440

              0.03666937963516617600

              0.03848619661702702080

              0.03999905354911612160

              0.04116950605355454720

              0.04196728384459161600

              0.04237150120084636160

              0.04237150120084636160

              0.04196728384459161600

              0.04116950605355454720

              0.03999905354911612160

              0.03848619661702702080

              0.03666937963516617600

              0.03459371442646413440

              0.03230924399368606080

              0.02986905691870672640

              0.02732738160877671360

              0.02473769406056195200

              0.02215097935643592320

              0.01961418511740982400

              0.01716893380830959680

              0.01485057644139987840

              0.01268750876431035520

              0.01070092291349931840

              0.00890478563478318592

              0.00730617267761646208

              0.00590584018301447296

              0.00469898731907314112

              0.00367616275994291200

              0.00282427204255895904

              0.00212758437199228352

              0.00156872083590591968

              0.00112956940174060416

              0.00079209847140532400

              0.00053901217722666664

              0.00035427612800655528

              0.00022348636822400024

              0.00013409289751968492

              0.00007548672488844681

              0.00003898240757193200

              0.00001773963885136871

              0.00000698245451987758

             -0.00000081764524630121可取的是第二级抽选滤波器的核心系数为：

              0.00000442476810646958

              0.00000695183248940121

              0.00000923764143759751

              0.00000714413514201519

             -0.00000492704497770928

             -0.00003489048179859716

             -0.00009263530705114960

             -0.00018905831520468072

             -0.00033444730957182660

             -0.00053626977796454416

             -0.00079662003202712672

             -0.00110972681566274544

             -0.00146004062478959264

             -0.00182142399675758176

             -0.00215800240585865472

             -0.00242694602625900160

             -0.00258321531356594560

             -0.00258595488430649824

             -0.00240572194854850240

             -0.00203154744227315104

             -0.00147645851005435168

             -0.00078021447557776288

             -0.00000817274057693339

              0.00075426709707067504

              0.00141150795697302464

              0.00187095161052143488

              0.00205783908806485888

              0.00192943571960413760

              0.00148598692512453856

              0.00077606363427304864

             -0.00010548433903324906

             -0.00102764398217807344

             -0.00184078746460040160

             -0.00239957337125188800

             -0.00258787044696211360

             -0.00234158106765920384

             -0.00166505851114574304

             -0.00063743956961237104

              0.00059343304869999640

              0.00182986089451760448

              0.00285400415538192992

              0.00346436214815012608

              0.00351321839727078272

              0.00293841932540287360

              0.00178313427507570240

              0.00019874998215256696

             -0.00157142938076768256

             -0.00322673006618933952

             -0.00445756082164491968

             -0.00500041373054022336

             -0.00469011227472791616

             -0.00349953894849836288

             -0.00155835913437617184

              0.00085478554892281696

              0.00334786697510189632

              0.00547518370123789568

              0.00681278906253363456

              0.00703755587107394560

              0.00599594663350389504

              0.00374906069643158208

              0.00058348227032761616

             -0.00301740455601272832

             -0.00644042362264125952

             -0.00903974843902937216

             -0.01024986918050410880

             -0.00969589010450159232

             -0.00728139494412460544

             -0.00323617204253763328

              0.00188855897383295168

              0.00728184827350282496

              0.01198668054361748960

              0.01505134116424442240

              0.01569656324736917120

              0.01347199361008710720

              0.00837503599972582272

              0.00090911821339905088

             -0.00793352759778378240

             -0.01676840904279348800

             -0.02398607719808193280

             -0.02796978000715982080

             -0.02733379993624548160

             -0.02114770650772032640

             -0.00911189426247965824

              0.00834468626759415936

              0.03006335482259185280

              0.05425620094049752960

              0.07869841218265049600

              0.10098866498628454400

              0.11884306255675470400

              0.13038232897640233600

              0.13437210128885929600

              0.13038232897640233600

              0.11884306255675470400

              0.10098866498628454400

              0.07869841218265049600

              0.05425620094049752960

              0.03006335482259185280

              0.00834468626759415936

             -0.00911189426247965824

             -0.02114770650772032640

             -0.02733379993624548160

             -0.02796978000715982080

             -0.02398607719808193280

             -0.01676840904279348800

             -0.00793352759778378240

              0.00090911821339905088

              0.00837503599972582272

              0.01347199361008710720

              0.01569656324736917120

              0.01505134116424442240

              0.01198668054361748960

              0.00728184827350282496

              0.00188855897383295168

             -0.00323617204253763328

             -0.00728139494412460544

             -0.00969589010450159232

             -0.01024986918050410880

             -0.00903974843902937216

             -0.00644042362264125952

             -0.00301740455601272832

              0.00058348227032761616

              0.00374906069643158208

              0.00599594563350389504

              0.00703755587107394560

              0.00681278906253363456

              0.00547518370123789568

              0.00334786697510189632

              0.00085478554892281696

             -0.00155835913437617184

             -0.00349953894849836288

             -0.00469011227472791616

             -0.00500041373054022336

             -0.00445756082164491968

             -0.00322673006618933952

             -0.00157142938076768256

              0.00019874998215256696

              0.00178313427507570240

              0.00293841932540287360

              0.00351321839727078272

              0.00346436214815012608

              0.00285400415538192992

              0.00182986089451760448

              0.00059343304869999640

             -0.00063743956961237104

             -0.00166505851114574304

             -0.00234158106765920384

             -0.00258787044696211360

             -0.00239957337125188800

             -0.00184078746460040160

             -0.00102764398217807344

             -0.00010548433903324906

              0.00077606363427304864

              0.00148598692512453856

              0.00192943571960413760

              0.00205783908806485888

              0.00187095161052143488

              0.00141150795697302464

              0.00075426709707067504

             -0.00000817274057693339

             -0.00078021447557776288

             -0.00147645851005435168

             -0.00203154744227315104

             -0.00240572194854850240

             -0.00258595488430649824

             -0.00258321531356594560

             -0.00242694602625900160

             -0.00215800240585865472

             -0.00182142399675758176

             -0.00146004062478959264

             -0.00110972681566274544

             -0.00079662003202712672

             -0.00053626977796454416

             -0.00033444730957182660

             -0.00018905831520468072

             -0.00009263530705114960

             -0.00003489048179859716

             -0.00000492704497770928

              0.00000714413514201519

              0.00000923764143759751

              0.00000695183248940121

              0.00000442476810646958

包括通过路径250相连的A/D转换器200和抽选滤波器单元202的左信道按照与上述右信道相同的方式工作。A/D转换器200从路径157接收由左传感器16产生的信号，将模拟信号转换成数字信号，并将数字值通过路径250传输到左信道的抽选滤波器202。左信道的抽选滤波器单元202的输出端将其输出信号传送到路径254上以备进一步处理，右信道的抽选滤波器单元则将其输出传送到路径256上以备进一步处理。

可取的是，抽选级的计算采用浮点算法以保持所需的计算精度。可取的是，其后的陷波滤波器计算、相位计算、Δt计算、和质量流率计算也都采用浮点算法，因为多种计算换算涉及更多的复杂函数。

右信道的抗混叠、抽选的、数字化信号值通过路径256传输到频率/相位计算单元204。同样，左信道的抗混叠、抽选的、数字化信号值通过路径254传输到频率/相位计算单元204。正如下面将要介绍的，频率/相位计算单元204增强了信号值。这种处理将由流管的弯曲模式振动移动产生的信号与各种谐波、噪声，以及由扭曲模式振动移动产生的信号分离开。频率/相位计算单元204消除了以弯曲模式振动流管基频为中心的一个频带(一个陷波)。所得信号表示在以弯曲模式振动流管基频为中心的陷波以外的所有噪声。然后从作为输入信号通过路径256传输到频率/相位计算单元204的信号中除去噪声信号，其中所说输入信号为基频信号和没有被抽选滤波器单元202滤掉的所有噪声信号之和。然后将减除噪声信号的结果作为频率/相位计算单元204的输出信号施加到路径262，该信号表示滤掉大部分噪声信号的振动流管的基频信号。表示每个左右信道输出信号相位的值在频率/相位计算单元204中产生，并分别通过路径260和262传输到Δt计算单元208。该频率/相位计算单元204的参数(权重因子或系数和除偏参数)决定了陷波的特性，陷波的形状(被抑制频率的带宽)和作为陷波中心的基频。这些参数由频率/相位计算单元204中的权重适配单元计算。下面更加详细地讨论适配陷波滤波器所需的计算。陷波的形状和作为陷波中心的基频都可以加以调整，用于跟踪基频的变化。陷波的形状决定了陷波滤波器能够跟踪基频变化的速度。较宽的陷波具有较差的滤波效能，但是可以更迅速地调节以适应基频的变化。较窄的陷波更慢地收敛到基频的变化，但是对于输入传感器信号具有较好的滤波效能。在优选实施例中，可以相信不需要改变陷波的形状。实验数据表明可编程的滤波器能够跟踪它们各自输入信号的正常变化，而无需改变它们各自的陷波。

将在频率/相位计算单元204中计算出的权重适配参数施加到左右信道，使得对两个传感器信号输出信道进行一致的处理。利用施加到左右信道的一组参数维持两个信道之间的临界相位关系。使用这个关系计算正比于质量流率的Δt值。

利用频率/相位计算单元204计算弯曲模式流管的基频，并通过路径266输入到Δt计算单元208中。利用频率/相位计算单元204中的一个Goertzel滤波器进一步处理经过增强的信号以确定单元208最终的Δt计算所需的信号的相位。表示弯曲模式振动流管相位的值在频率/相位计算单元204中产生，并传输到分别对应于左右信道的路径260和263中。

单元204中的相位计算利用富里叶变换方法和两个汉宁窗口确定经过滤波信号的相位。窗口的长度是标称或期望流管基频的函数。窗口的长度决定了对采样值进行聚集和加权以确定流管相位的流管振荡周期的数目。可以在制造时将期望的流管频率编程到本发明的电路中，或者可以在一个特定的安装/应用现场作为一个参数输入，或者可以通过流量计的操作和适合的测量确定。窗口的长度表示响应时间与由于泄漏滤除噪声之间的折衷。大量经过累计以确定相位的周期能够进一步滤除噪声，但是需要更多的延迟，所以使得对于流管振动相位关系的变化的响应变慢。较少的采样值减小了延迟，所以提高了对于流管振动相位变化的响应速度，但是滤除噪声效果较差。当以周期数作为测量单位时，可以选择8个流管振动周期作为优选的窗口长度。假设一个给定的期望频率，优选的窗口大小(2N)确定为：

           窗口长度=2floor(3200/流管频率期望值)

其中floor(x)为小于或等于x的最大整数。

汉宁窗口表示为在一个汉宁窗口周期内作用于离散采样值的一个加权矢量。其中2N为汉宁窗口一个周期内离散采样值的数目，第k个离散采样值的加权由下式确定，其中k从0至2N-1：

            h(k)=1/2(1-cos(2∏k/(2N-1)))

为了以下相对于重叠汉宁窗口的并行计算进行详细的讨论，对每N个离散采样值(其中一个完全的传感器输出信号采样汉宁窗口在一个周期内包含2N个离散采样值)设定(在本发明的软件方法范围内)一种半窗口信号条件。此外，一个计数器变量(例如，在本发明的方法范围内称为SAMPNO)对于目前采样的汉宁窗口内的采样数目进行计数(例如从0至N-1的模N函数)。该SAMPNO计数器变量随着对于来自频率/相位计算单元204的每个增强采样值的处理而递增。当SAMPNO达到N-1时，下一个采样值将SAMPNO复位为0。半窗信号对应于等于0的SAMPNO计数器。在本发明的一个优选实施例中，SAMPNO计数器以软件形式实施，该软件对于在一个汉宁窗口周期内经过处理的离散的抽选采样传感器输出信号值数量进行计数。本领域普通技术人员可以认识到，有许多等效的结构和功能可以以软件设计或者等效的电路结构实现这种功能。

在每个窗口边缘获得的信号采样值比在窗口中间获得的信号采样值具有较低的权重。为了更加充分地利用可用数据，同时进行两重富里叶运算，使得两个窗口重叠一半窗口长度。所以为每个信道每半个窗口的采样值产生新的富里叶相位测量结果。

在本发明中使用固定窗口大小使得能够在开始流量测量之前预先计算出汉宁窗口权重。当与离散时间富里叶变换(DTFT)结合使用时，如在本发明中，窗口大小决定了DTFT滤波器输出的频率甄别特性的清晰度，进而决定了噪声滤除、伪谐波、和泄漏的特性。较长的窗口大小使得滤波器对于相位变化的响应速度较慢。按照上述方式确定的窗口长度表示适于平衡改善的频率甄别和噪声滤除与对相位变化的迅速响应之间的竞争的最佳已知近似。对于不同的流量计应用可以改变优选窗口的长度以在某些环境条件下达到最佳效果。

在频率/相位计算单元204中进行的相位计算将经过滤波的离散采样值相加以产生表示采样的、经过滤波的传感器输出信号相位的一个复数。将这个复数用于其后的Δt计算中。具体地说，就是对每个经过滤波的、传感器输出信号离散采样值的每个汉宁窗口实施Goertzel滤波器富里叶变换，以确定左右两个信道的弯曲模式频率的富里叶分量。Goertzel滤波器系数通过在频率/相位计算单元204中根据前面的增强信号值的汉宁半窗口的RML弯曲模式频率系数(下面讨论)的平均值获得的频率计算值确定。对于左信道和对于右信道的相位计算运算方式是一样的。

Δt计算单元208根据经由路径260和262从单元204接收的左右传感器输出信号之间的相位差确定时间延迟。如此确定的时间延迟用于与经由路径266从单元204接收的流管弯曲模式振动频率估算值结合确定流过科里奥利质量流量计流管的材料的质量流率。

将左信道(由Δt计算单元208从路径260接收到)的富里叶分量(表示相位的一个复数)与右信道(由Δt计算单元208从路径262接收到)的富里叶分量的共轭相乘。然后计算所得复数的角度。将这个相位差角度除以弯曲模式振动流管的频率(由Δt计算单元208从路径266上接收到并转换成与相位测量值匹配的适合的单位)以产生一个Δt值。将由该Δt计算单元208如此确定的Δt值通过路径294传送到质量流量计算单元290中。质量流量计算单元290确定与加到其输入路径294的Δt值成正比的流过流量计的质量流率。如在本领域中所熟知的，可以根据由传感器22检测到的温度变化对质量流率计算值进行校正，并通过路径159传输到质量流量计算单元290。

由质量流量计算单元290确定的质量流率利用传输到其输入路径162的压力测量值进行进一步的校正。然后将经过校正的质量流率通过输出路径155传输到一个应用装置292中，该装置利用经过校正的质量流率控制以下的过程。

除了根据流管的弯曲模式振动确定质量流率(如上所总结的)以外，流管的扭曲模式振动被质量流量仪表24中的计算单元用于确定流量计中的压力。如上所述，流量计内的压力可能影响流率测量的精确度。所以使用质量流量仪表24内的压力测量值校正上述的质量流率计算值。如上所述，左右信道的抽选采样值分别经由路径254和256传输到频率/相位计算单元204。频率/相位计算单元204增强了各个信道的抽选采样信号值以将由流管的扭曲模式振动产生的信号与各种谐波、噪声，以及弯曲模式振动产生的信号分离。

频率/相位计算单元204确定了流管的扭曲模式振动基频，并将该频率传输到路径264中。类似地，频率/相位计算单元204确定流管的弯曲模式振动基频，并将该频率传输至路径266。频率比值和压力计算单元212从路径264和266接收到所确定的这些频率，并确定作为这两个频率比值的函数的流量计内的压力。

频率/相位滤波方法

图2所示的频率/相位计算单元204用于增强由安装在振动流管上的左信道运动传感器和右信道运动传感器产生的信号。陷波的形状(例如，陷波频率的宽度)，和陷波的中心频率都可以用于图2所示的频率/相位计算单元204中的权重计算。在本发明的优选实施例中，不需要为了确保跟踪可能出现在各个输入信号中的合理变化而改变各个陷波滤波器中陷波的形状(即陷波带宽和通带宽度)。图5和图6表示了图2所示的频率/相位计算单元204的两个实施例的其它细节。图2所示的频率/相位计算单元204包括一个数字陷波滤波器和数字带通滤波器网路以及适合的自适应计算单元以使各个数字滤波器适应弯曲模式和扭曲模式频率的变化。各个数字滤波器是级联的以便能够响应各个滤波器中心频率的变化迅速地收敛滤波器参数，同时保持对信号的高精度数字滤波。

总之，将具有宽频响应(即所谓的“低Q”)的一个陷波滤波器与一种快速共轭梯度算法结合以调节滤波器的系数。这种组合也称为“FCG滤波器”。这种FCG滤波器处理从左右传感器信道输入的信号，并迅速地收敛到基频(弯曲模式和扭曲模式振动频率)的一个估算值。然后使数字陷波滤波器和数字带通滤波器进行调节，使之以估算的基频为中心，以增强两个基频，所说估算值通过FCG数字处理获得。然后将递归最大似然性(RML)算法与具有窄频响应(所谓的“高Q”)数字滤波器结合以进一步提高数字陷波滤波器和带通滤波器的响应从而增强它们各自的输入信号。RML滤波器精确地确定振动流管的弯曲模式和扭曲模式频率，并将这些频率传输到频率/相位计算单元204的输出路径，以由图2所示的压力计算单元212进一步处理。

此外，左右信道传感器输出信号的弯曲模式频率，在由频率/相位计算单元204中的数字滤波增强之后，传输到单元204中的Goertzel滤波器，以进行相位测量计算。相应于流管弯曲模式振动的左右信道传感器输出信号相位值传输到频率/相位计算单元204的输出路径以由图2所示的Δt计算单元208进一步处理。

频率/相位滤波方法-求和/求差优选模式：

图5为一方框图，表示频率/相位计算单元204的细节。如图5所示，采用第二级数字滤波器，以一种“求和/求差”方法将分别经由路径254和256从左右信道传感器接收到的弯曲模式振动引起的信号与重叠的扭曲模式振动引起的信号分离。这种求和/求差方法利用弯曲模式和扭曲模式已知的对称性将从路径254和256接收的两种振动模式信号分离。在左右信道传感器产生的流管的扭曲模式振动基本异相，而在两个信道中所产生的流管的弯曲模式振动基本同相。因此，通过将来自左右信道的相应采样值相加，所得信号在弯曲模式振动方面增强，而扭曲模式振动分量则被减小。就是说，相加的信号值中弯曲模式振动分量得到增强。反过来，两个信道的输出信号之间的差值(左信道信号减去右信道信道)具有增强的扭曲模式分量，和减小的弯曲模式分量。通过这样将两个重叠的正弦波分离，可以很容易地获得各种振动模式频率的估算值以控制用于增强这些信号的各个数字陷波滤波器和数字带通滤波器。

在图5中左信道传感器信号值通过路径254接收，右信道传感器信号值通过路径256接收。在求和点504将两个值相加，所得的和值(本申请中也称为L+R)施加到路径554。此外，在求和点516计算两个信号值之间的差值，将所得的差值(也称为L-R)传输到路径570。信号和值，L+R，通过路径554传输到快速共轭梯度(FCG)滤波器，该滤波器粗略地估算流管弯曲模式振动频率。虽然这种估算是粗糙的，这是由于没有对输入信号进行滤波而导致，FCG滤波器512估算值能够响应弯曲模式振动频率的变化迅速收敛。然后将FCG滤波器512的弯曲模式频率估算值传输到路径560。

由FCG和RML滤波器计算的频率估算值表示为与频率相关的一个频率系数“a”，如下式所示：

                            a=-2cos(ωT_s)

其中ω为频率，T_s为(抽选)采样周期。这些值为调整用于图5所示优选实施例和图6所示优选实施例的第二级陷波滤波器和带通滤波器所需的形式。这种形式的使用避免了频繁需要进行计算复杂的三角变换。

信号差值，L-R，通过路径570传输到陷波滤波器518。信号差值L-R具有增强的流管扭曲模式频率分量，和明显减小的弯曲模式频率分量。将陷波滤波器518设置为从传输到其输入端的L-R信号中滤出剩余的弯曲模式振动分量。陷波的中心频率，是由FCG滤波器512产生的估算频率作为一个参数通过路径560传输。分离出来的流管扭曲模式振动分量作为陷波滤波器518的输出施加到路径568。

路径554上的信号和值L+R也传输到带通滤波器506的输入端。信号和值L+R具有增强的弯曲模式频率分量和明显减小的扭曲模式频率分量。带通滤波器506可以通过以由FCG滤波器512估算出并作为一个参数从路径560传输到带通滤波器506的弯曲模式频率为中心的一定范围的频率。分离出来的流管弯曲模式频率分量作为带通滤波器506的输出传输到路径556。

FCG滤波器从路径568接收由陷波滤波器518产生的已分离扭曲模式分量。FCG滤波器514估算扭曲模式振动频率并作为其输出将该估算值传输到路径562。这个振动流管扭曲模式频率的估算值是通过路径562作为陷波滤波器508和带通滤波器520的中心频率接收的。陷波滤波器508通过滤除增强信号中剩余的扭曲模式分量，进一步增强了经由路径566从带通滤波器506接收的弯曲模式分量。带通滤波器520通过滤出除以流管扭曲模式估算值为中心的窄带频率以外的其它频率，进一步增强从陷波滤波器518经由路径568接收的扭曲模式分量。换句话说，包括带通滤波器506和陷波滤波器508的滤波器链增强了信号和值L+R中的弯曲模式频率分量，而包括陷波滤波器518和带通滤波器520的滤波器链增强了信号差值L-R中的扭曲模式频率分量。这些滤波器链中的所有滤波器(506、508、518和520)都快速地适应由FCG滤波器512和514产生的振动流管的频率变化。

可取的是，所有第二级陷波滤波器的定义方程为：

       y(k)=u(k)+au(k-1)+u(k-2)-αay(k-1)-α²y(k-2)

其中u为输入采样值，y为增强的输出采样值，α为去偏置参数，a为适应系数。可取的是，所有第二级带通滤波器的定义方程为：

       y(k)=(α-1)au(k-1)+(α²-1)u(k-2)-αay(k-1)-α²y(k-2)

第二级带通滤波器的定义方程还可以表示成等效的矩阵形式。矩阵形式在说明FCG滤波器时(下文中)是有用的。对于p个未知系数，X和A(k)为p×1矢量。所以可取的是，第二级带通滤波器的矩阵形式为：

       y(k)=A′(k)X+(α²-1)u(k-2)-α²y(k-2)其中

         X=[a],A(k)=[(α-1)u(k-1)-αy(k-1)]

FCG算法调节带通滤波器和陷波滤波器的系数，使滤波器适应振动模式频率的变化。由于这种算法与其它已知的现有算法相比，具有快速的收敛特性、数值稳定性和计算稳定性，所以选择这种算法。FCG算法调节权重以使被调节滤波器的误差函数最小。可取的是，该误差函数表示成矩阵形式： $>>J>>(>>X>n>>)>>=>>\Sigma >>i>=>O>>n>>>\lambda >>n>->j>>>>>(>y>>(>i>)>>->u>>(>i>)>>)>>2>>>s>$

其中y(i)由最新的系数X_n计算出来。FCG算法可以通过下列的一组方程进行运算，其中起始值如下所列：

X₀=0,Q₀=A₀A′₀,e₀=y₀-u₀,g₀=A₀e₀，以及d₀=-g₀ρ_n=Q_nd_n $>>>Y>n>>=>>>>>g>\prime >>n>>>g>n>>>>>d>n>>>\rho >n>>+>ϵ>>>>s>X$_n+1=X_n+Y_nd_nQ_n+1=λQ_n+A_n+1A＇_ne_n+1=y_n+1-u_n-1g_n+1=λ(g_n+γ_nρ_n)+e_n+1A_n+1 $>>>\beta >n>>=>>>>>g>\prime >>>n>+>1>>>>g>>n>+>1>>>>>>>g>\prime >>n>>>g>n>>+>ϵ>>>>s>$

如果‖g_n+1‖₂＞‖g_n‖₂则d_n+1=-g_n+1其它情况d_n+1=-g_n+β_nd_n

在以上的FCG算法中，为了用于第二级FCG滤波器，所有的参数均为标量。对于具有p个未知系数的滤波器，Q_n是一个p×p矩阵，d_n、g_n、和X_n为p×1矢量。在上述方程中的ε是一个小值，用于避免在某些情况下产生除以零的数值问题。只要这个值足够小，就不会明显降低该算法的性能。

如上所述，FCG滤波器在其输出端产生通常以陷波滤波器和带通滤波器的频率为中心的频率估算值。频率估算值确定为： $>>f>=>>>co>>s>>->1>>>>(>->a>/>2>)>>>>(>2>\pi >)>>>>s>$

然后将扭曲和弯曲增强滤波器链的输出传输到相应的RML滤波器510和522中以更加精确地计算流管弯曲模式和扭曲模式振动频率的估算值。具体地说，作为陷波滤波器508输出产生的弯曲模式振动分量的增强估算值传输到RML滤波器510以进行最终的频率估算。类似地，作为陷波滤波器520的输出产生的扭曲模式振动分量的增强估算值传输到RML滤波器522以进行最终的频率估算。RML滤波器510和522为它们各自的输入信号产生精度较高的频率估算值，因为它们的输入信号已经由滤波器增强以消除无关和不需要的信号分量。通过增强作为它们各自的输入信号传输的信号，避免了与RML滤波方法收敛较慢相关的问题。

RML滤波器按照下列以标量符号定义的方程工作，其中起始值为

ρ(0)=0,φ(0)=0,e(0)=0,e_F(0)=0,u_F(0)=0,α(0)=0利用FCG滤波器的频率估算值初始化a的前N个值，然后计算：y(n)=u(n)+u(n-2)-α²e(n-2)-φ(n)a(n-1) $>>\rho >>(>n>)>>=>[>\rho >>(>n>->1>)>>->>>\rho >>(>n>->1>)>>>x>2>>>(>n>)>>\rho >>(>n>->1>)>>>>\lambda >+>x>>(>n>)>>\rho >>(>n>->1>)>>\times >>(>n>)>>>>]>/>\lambda >>s>$

  a(n)=a(n-1)+ρ(n)x(n)y(n)e(n)=u(n)+u(n-2)-α²e(n-2)-φ(n)a(n)e_F(n)=e(n)-α²e_F(n-2)-αe_F(n-1)a(n)u_F(n)=u(n)-α²u_F(n-2)-αu_F(n-1)a(n)

  φ(n)=-u(n-1)+αe(n-1)

  x(n)=-u_F(n-1)+αe_F(n-1)

然后将弯曲模式和扭曲模式频率作为频率/相位计算单元204的输出值传输。具体地说，将作为RML滤波器522的输出产生的流管扭曲模式频率传输到路径264以进一步处理。此外，将作为RML滤波器510的输出产生的流管的弯曲模式频率传输到路径266以进一步处理。

除了将弯曲模式与扭曲模式分离，并且估算它们各自的频率之外，频率/相位计算单元204增强了每个信道的弯曲模式信号以便为由Goertzel滤波器单元528执行的相位计算提供精确的正弦波信号输入值。具体地说，将由RML滤波器522产生的扭曲模式频率估算值作为中心频率参数经由路径566传输以调节陷波滤波器500和524。类似地，将由RML滤波器510产生的弯曲模式频率估算值作为中心频率参数经由路径564传输以调节带通滤波器502和526。从路径254接收的来自左信道的未增强信号传输到陷波滤波器500以消除精确地以扭曲模式频率估算值为中心的频率的陷波。陷波滤波器500的输出通过路径550传输到带通滤波器502，该滤波器可以让精确地以弯曲模式频率估算值为中心的一个频率窄带通过。带通滤波器502的输出传输到路径552，表示由左信道传感器产生的经过增强的弯曲模式信号。类似地，对于右信道，从路径256接收未经增强的右信道信号值，传输到陷波滤波器524以消除扭曲模式频率，然后经由路径574传输到带通滤波器526以通过消除除了精确地以弯曲模式频率为中心的一个频率窄带以外的所有频率而进一步增强信号。带通滤波器526的输出施加到路径576，表示由右信道传感器产生的经过增强的弯曲模式振动信号。

图5所示的各个滤波器的响应依赖于根据上面给出的定义方程为这些滤波器选择的特定参数值。实验研究已经发现下列值对于典型的流量计弯曲和扭曲频率是有效的。  元件         类型               参数  500    二级陷波滤波器         α=0.99  502    二级带通滤波器         α=0.99  506    二级带通滤波器         α=0.95  508    二级陷波滤波器         α=0.95  510    二级RML自适应滤波器    α=0.99,λ=0.99  512    二级FCG自适应滤波器    α=0.01,λ=0.99  514    二级FCG自适应滤波器    α=0.01,λ=0.99  518    二级陷波滤波器         α=0.95  520    二级带通滤波器         α=0.95  522    二级RML自适应滤波器    α=0.99,λ=0.99  524    二级陷波滤波器         α=0.99  526    二级带通滤波器         α=0.99

左右信道传感器的经过增强的弯曲模式信号分别经由路径522个576传输到Goertzel滤波器相位计算单元528。Goertzel滤波器还通过路径564从RML滤波器510接收弯曲模式频率估算值和确定在采样值的前半个窗周期内的平均频率。如上所述，Goertzel滤波器将权重值施加到每个增强的采样值，并将一个汉宁窗口所需采样值数目的加权值求和。Goertzel滤波器的计算对于每个左右信道传感器信号值是并行进行的。Goertzel滤波器对于每个信道传感器值的计算获得一个复数，该复数指示用信道增强的信号值表示的正弦波的相位。将所得的表示左右信道传感器信号相位的复数作为Goertzel滤波器相位计算单元528的输出分别传输到路径260和262。

图7-9为描述DSP1200执行求和/求差滤波方法的操作流程图。图7-9中流程图所示的方法从另外一个角度介绍了上文中参照图5所述的功能性。图7-9的流程图描述了可在DSP1200中运行的软件的体系结构。图7中所示的各个单元700-720描述频率/相位计算单元204中第一滤波阶段(第一级)的操作。具体地说，这个第一级利用FCG滤波方法产生弯曲模式和扭曲模式振动频率的估算值。FCG滤波方法在给出从左右信道传感器输出值计算出的求和/求差时迅速地产生频率的估算值。图8所示的单元722-742描述了DSP1200内的滤波处理的第二级。该第二级增强了由第一级通过使用陷波滤波器、带通滤波器、和RML滤波方法产生的弯曲和扭曲频率估算值。最后，图9所示的单元744-754利用增强的弯曲和扭曲频率对左右信道传感器输出值进行增强滤波，以计算科里奥利效应质量流量计内的压力，并且在给出左右信道增强信号值以及增强的弯曲和扭曲模式频率时计算和校正质量流率。最后，图9所示的第三级利用如此获得的压力值和质量流率值控制特定的应用程序。

当FCG滤波计算确定了RML频率估算值超出了所需范围时，单元700将用于修改RML滤波计算的两个变量初始化。已知当估算值落到可接受的预期范围以外时，RML滤波计算方法很难收敛到输入频率的变化。这些变量都初始化到100采样值的计数以在滤波方法开始时延迟RML滤波计算。在100个采样值处理完毕之前，产生弯曲和扭曲模式频率估算值的FCG滤波计算也许不能收敛到这样一个稳定的估算值，其精度足以允许使用RML滤波器对频率估算值进行最后的增强处理。在这个期间，利用相应的FCG滤波器初始化RML滤波器。本发明的这个特征使得RML适应的起点接近正确的频率，从而确保RML适应的迅速收敛。单元702接着工作以获得可用的左信道和右信道采样信号对。如图12所示采样信号被图2所示的抽选滤波器202传输到路径254和256。本领域普通技术人员可以理解，按照本发明的方法，采样信号对是从一个FIFO或保存抽选采样值的存储器阵列中检索到的。

接着，单元704计算由单元702检索出的左信道和右信道采样值。如上所述，由于左信道和右信道信号之间的弯曲模式振动通常是同相的，而扭曲模式振动频率通常存在180°相差，所以，左信道和右信道采样值之和基本消除了加和信号中的扭曲模式频率分量，而增强了加和信号中的弯曲模式频率分量。所以两个信道信号之和具有弯曲模式频率的增强频率分量和明显减小的扭曲模式频率的频率分量。

然后单元706工作，利用FCG滤波方法根据左信道与右信道信号之和估算弯曲频率。接着单元708确定FCG和RML滤波器频率估算值是否足够彼此接近。FCG自适应滤波器比相应的RML滤波器收敛速度快得多，特别是当频率误差较大时。因此，如果频率估算值差别很大，可以假定FCG估算值与增强的RML估算值相比是当前频率的更好的近似值。在这些条件下，可以通过迫使RML滤波器跟踪(使用)FCG滤波器频率估算值加速RML滤波器的收敛。DELAY_RML_BEND变量是设定用于“暂停使用”RML滤波器频率估算值的一个计数值。在RML滤波器估算值被暂停使用的同时，由于在初始化RML滤波器计算时使用了FCG滤波器估算值频率，所以RML滤波器频率估算值计算保持接近正确的频率。当允许重新开始(在DELAY_RML_BEND计数递减到零之后)RML滤波器处理时，由RML滤波器计算出的频率估算值将迅速地收敛到一个更加精确的频率估算值。为了确定FCG和RML频率估算值是否足够接近，下列检验是有用的：

       |1-(π+2cosω_FCG)/(π+2cosω_RML)|≤0.01

本领域普通技术人员可以认识到，任何值都可以用于延缓(暂停使用)使用RML滤波计算。在实验中已经发现，延迟100个采样值的时间就足以确保在RML滤波使用如下所述的弯曲模式频率估算值之前使FCG滤波计算的弯曲频率估算值达到稳定。此外，本领域普通技术人员可以认识到可以利用其它不等式检验来确定RML滤波器的输出是否足够接近FCG滤波器的估算值。本领域普通技术人员可以认识到与特定的应用或流量计设计相关的各种变化。

接着单元712工作，计算左信道与右信道信号值之间的差值。同样，由于弯曲模式频率与扭曲模式频率具有上述的相位关系，两个采样信号之间的差值具有增强的扭曲模式频率的频率分量和明显减小的弯曲模式频率的频率分量。然后单元714工作，对该差值信号值进行滤波以消除任何剩余的弯曲模式频率。换句话说，单元714在计算左信道与右信道信号值之间差值时在一定程度上增强了所计算出的信号值。然后单元716工作，通过将FCG滤波计算应用于由单元714的陷波滤波器增强的差值估算扭曲模式频率值。单元178和720以与上述单元708和710类似的方式工作。具体地说，单元718确定由单元716的FCG滤波计算产生的扭曲模式频率估算值与由RML滤波计算产生的频率估算值之间的差别对于RML滤波计算的迅速收敛来说是否太大。如果是，则单元720开始工作，将延迟计数器变量重新设置以强行进一步延缓使用RML滤波计算。在两种情况下，在图8中处理程序都继续到滤波处理的第二级。

图8中所示的单元722对于以上由单元704确定的和值实施带通滤波计算。经过带通滤波运算使以由单元706产生的估算弯曲频率为中心的一个频带通过。接着单元724开始工作，通过应用一个陷波滤波器以进一步消除由单元722产生的部分增强的弯曲模式频率估算值中剩余的扭曲模式频率而进一步增强了弯曲模式频率。然后单元726开始工作，利用RML滤波器方法产生弯曲模式频率的一个增强估算值。通过使用一个增强的弯曲模式振动信号作为输入值，单元726产生一个比上述单元706所产生的更加精确的弯曲模式频率的估算值，

单元728-732根据由单元710或单元700设定的延迟标志值判定是否需要重新设置应用于RML滤波的计算系数。具体地说，单元728判定由单元710或单元700设定的延迟计数值是否为非零值。如果该延迟计数值为非零值，则单元730和732开始工作，将RML滤波计算系数重新设置为由在上述单元706的FCG滤波运算中产生的估算系数。单元732使延迟计数值递减以表示用于RML滤波计算的RML系数已经延迟一个采样周期。

单元734-742以类似于上述单元722-732的方式增强所检测信号的扭曲模式分量。具体地说，单元734对由上述单元712-714计算的差值实施带通滤波。带通滤波使得只有以由上述单元716计算的估算扭曲频率为中心的一个窄频带通过。然后单元736利用已知的RML滤波技术产生扭曲模式频率的增强估算值。通过使用增强的扭曲模式信号作为输入值，单元736可以产生比上述单元716更为精确的估算值。

接着单元738-742根据由上述单元720或700设定的延迟计数值判定是否需要设定RML滤波计算系数。具体地说，如果延迟计数值为非零值，则单元740将RML滤波计算系数设定为由上述单元716执行的FCG滤波计算所产生的估算系数。然后单元742使延迟计数值递减以表示RML系数已经重新设置另一个采样周期。在两种情况下，处理程序都继续进行到图9所示的第三级滤波运算。

由图9中单元744-762表示的第三级滤波利用增强的扭曲模式和弯曲模式振动频率来增强左右信道信号的弯曲模式振动频率分量。然后在第三级处理中利用各个增强信号值确定正在工作的科里奥利效应质量流量计中的压力，和确定作为增强的左右信道采样值和科里奥利效应质量流量计的压力计算值的函数的校正质量流率。

具体地说，单元744首先滤出左信道信号值中的扭曲频率信号，然后让左信道增强信号值的弯曲频率信号频带通过。单元744的操作相当于图5所示的陷波滤波器500和带通滤波器502。单元746以类似的方式增强右信道信号值中的弯曲模式频率分量。单元744的操作相当于图5所示的陷波滤波器524和带通滤波器526。

虽然在滤波器链中带通滤波器和陷波滤波器的组合如图5中所示的单元500和502实际上可能是多余的，但是本领域普通技术人员很容易认识到，简单的二级带通滤波器可能无法足以抑制噪声和选定频带以外的其它信号。就是说，在合理的滤波器带宽内难以实现对扭曲模式振动频率的有效衰减。由于这些原因，目前实施本发明的已知最佳方式需要在滤波器链中将带通滤波和陷波滤波相结合，以便有效增强所需信号。

单元748和750更新Goertzel滤波器的计算结果和对每个离散(抽选和增强的)采样值的估算频率求平均值。具体地说，单元748通过将增强的左右信道信号值乘以适合的汉宁窗口权重值而更新当前汉宁窗口(半窗)中正在进行的采样值Goertzel滤波器计算结果。然后将这个值结合到当前汉宁窗口(半窗口)正在进行的DTFT计算结果中以产生表示用于后续计算值中的相位的值。单元750更新振动流管每种振动模式平均频率的当前计算结果。为了最少地使用计算上复杂的反三角变换函数，在每半个窗口周期仅仅计算一次实际的弯曲和扭曲模式频率，即使用于跟踪弯曲和扭曲模式频率的RML滤波器对于每个(抽选)采样值产生估算值。如上所述，RML滤波器以波器系数的形式表示它们各自的频率估算值，所说滤波器系数通过下式与频率相关：

                   α=-2cos(ωT_s)

其中ω为频率，T_s为抽选采样频率。在每个汉宁半窗周期通过计算在前一个半窗周期内频率表示系数“a”的平均值计算出弯曲和扭曲模式振动频率的估算值，并将其用于公式：

                   ω=cos^-1(-α/2)/T_s

所以单元750确定弯曲和扭曲模式振动频率估算值的该频率表示系数的平均值。

单元752判定这个特定的(抽选和增强的)采样值是否完成了在当前汉宁半窗周期中的采样值处理。如果没有，处理程序继续循环返回到单元702(在标签“A”处)等待下一个采样值。在其它情况下，处理程序继续进行到单元754-762以完成当前汉宁半窗周期的处理。

单元754按照由Goertzel滤波器在前一个(刚刚完成的)汉宁窗口中产生的值的函数(“f”)计算Δt值。如上所述，Goertzel滤波器产生表示左右信道各自的传感器输出信号相位的一个复数。如在本领域中所熟知的，采样信号值的相位可以用于确定Δt值，该Δt值又正比于流过科里奥利效应质量流量计流管中材料的质量流率。

接着单元756按照流管的弯曲和扭曲模式振动频率的增强、平均估算值的函数(“g”)确定流管内的压力。如上所述，扭曲频率与弯曲频率的比值正比于正在工作的流量计流管中的压力。

然后单元758按照上述计算出的Δt和压力值的函数(“h”)，对前一个(刚刚结束的)汉宁窗口周期求平均而计算出校正质量流率。如下文中将要更加详细讨论的，校正质量流率是根据未经校正的质量流率和几个校正因子(其中主要的是根据本发明教导确定的压力校正因子)经过迭代运算计算出来的。

单元760代表利用校正质量流率或压力计算结果本身确定或控制一个过程的状态的任何处理。这种利用可以包括对根据本发明获得的校正质量流率或压力本身的任何有用的应用。

最后，单元762重新设置上面由在一个汉宁窗口周期工作的单元748和750执行的计算。具体地说，重新设置Goertzel滤波器加权平均和平均频率计算以准备开始下一个汉宁窗口周期。然后结束这个汉宁窗口的处理，该方法继续循环返回到单元702(在标签“A”处)以等待获得另一个抽选采样值。

频率/相位滤波方法-四级滤波方法

图6表示频率/相位计算单元204的另一个实施例的其它细节，该频率/相位计算单元204采用了一个四级FCG滤波器函数以产生流管的弯曲模式和扭曲模式振动频率的近似值。除了产生频率估算值以外，第四级FCG滤波器还对输入信号产生一定的增强作用。第四级FCG实施例相对于上述的求和/求差最佳已知方法的优点在于第四级FCG滤波器对于左右信道传感器输出信号之间的不平衡较为不敏感。但是，第四级FCG滤波器在计算上更为复杂。实验测试结果已经确定，在上述求和/求差方法的实际应用中，左右信道传感器信号的潜在不平衡不会影响频率估算和信号增强的结果。所以不需要第四级FCG滤波器的更加复杂的计算来提高压力或质量流率的测量精度。

第四级FCG滤波器的增强输出信号传输到两条滤波器链中的每一条，以分离和进一步增强流管的弯曲模式和扭曲模式振动频率。每条滤波器链包括一个陷波滤波器，该陷波滤波器接收第四级FCG滤波器的适当增强的输出信号，并将其输出传输到连接的带通滤波器。每条滤波器链中带通滤波器的输出传输到一个第二级RML滤波器以完成对每个分离的频率信号的增强。另外一对滤波器链与左传感器信道和右传感器信道相连以增强由于流管弯曲模式振动在这些信道中产生的信号。然后将左右信道传感器中每一个的增强信号传输到上文中参照图5所示的一个Goertzel滤波器相位计算单元528。

一个第四级FCG滤波器600从路径254接收左信道信号值。第四级FCG滤波器600计算其输入信号中两个最强信号(最大幅值的正弦波)的频率估算值。假定两个频率估算值中较低的一个是弯曲模式频率，而假定两个频率估算值中较高的一个为扭曲模式频率。从而第四级FCG滤波器600提供了流管弯曲模式振动频率的估算值，并将该估算值传输到路径652。第四级FCG滤波器600还提供了扭曲模式频率的估算值，并将该估算值传输到路径654。最终，第四级FCG滤波器600对从路径254输入的信号进行了适当的增强以消除两个强分量以外的噪声信号，并将增强信号传输至路径650。

所有第二级陷波滤波器和带通滤波器以及RML滤波器的定义方程如上所述。第四级带通滤波器标量形式的定义方程最好如下所示：

                          y(k)=(α-1)x(1)u(k-1)+(α²-1)x(2)u(k-2)+(α³-1)x(1)u(k-3)+(α⁴-1)u(k-4)

     -αx(1)y(k-1)-α²x(2)y(k-2)-α³x(1)y(k-3)-α⁴y(k-4)

其中u为输入信号，y为增强的输出信号，α为去偏置参数，x(1)和x(2)为自适应系数，并且x(1)=a+b,x(2)=2+ab。定义方程还可以以等效的矩阵形式表示为：

y(k)=A′(k)X+(α⁴-1)u(k-4)-α⁴y(k-4)其中 $>>X>=>\begin{array}{}>>>a>+>b>>>>>2>+>ab>>>>>,>A>>(>k>)>>=>\begin{array}{}>>>>(>a>->1>)>>u>>(>k>->1>)>>->ay>>(>k>->1>)>>+>>(>>a>3>>->1>)>>u>>(>k>->3>)>>->>a>3>>y>>(>k>->3>)>>>>>>>(>>a>2>>->1>)>>u>>(>k>->2>)>>->>a>2>>y>>(>k>->2>)>>>>>>>s>\end{array}\end{array}$

第四级FCG滤波器600在其输出端产生两个频率估算值，这些估算值通常以图6中所示的各个陷波滤波器和带通滤波器的频率为中心。这些频率估算值按照下式确定： $>>f>1>=>>>co>>s>>->1>>>>(>->a>/>2>)>>>>(>2>\Pi >)>>>>s>$ >>f>2>=>>>co>>s>>->1>>>>(>->b>/>2>)>>>>(>2>\Pi >)>>>>s>$$

或者，第四级FCG滤波器600可以从传输到路径256的右信道传感器值接收其输入信号。本领域的普通技术人员很容易认识到，对于第四级FCG滤波器600的操作来说，两种输入信号的选择是等效的。

一个第一滤波器链还分离和增强传输到输入路径650的信号中的弯曲模式频率分量。陷波滤波器602首先滤除以由单元612计算的扭曲模式频率估算值为中心的频率。陷波滤波器602的输出通过路径656传输到带通滤波器604以使以由单元600计算的弯曲模式频率估算值为中心的一个窄频带通过。带通滤波器604的输出通过路径658传输到第二级RML滤波器606以构成弯曲模式频率的的最终估算值。然后将该最终估算值传输至路径266。

一个第二滤波器链还分离和增强从路径650输入的信号中的扭曲模式振动频率分量。陷波滤波器608首先滤除以由单元606计算的弯曲模式振动频率估算值为中心的频率。陷波滤波器608的输出通过路径660传输到带通滤波器以使以由单元600计算的扭曲模式频率估算值为中心的一个窄频带通过。带通滤波器610的输出通过路径662传输到第二级RML滤波器612以构成扭曲模式频率的最终估算值。然后将该最终估算值传输至路径624。

带通滤波器604接收由第四级FCG滤波器产生并传输至路径652的弯曲模式频率估算值以调整滤波器通带的中心频率。类似地，带通滤波器610接收由第四级FCG滤波器600产生并传输至路径654的扭曲模式频率估算值以调整该滤波器通带的中心频率。陷波滤波器608接收由第二级RML滤波器606产生并传输至路径266的精确的流管弯曲模式频率以调整陷波滤波器的中心频率。类似地，陷波滤波器602接收由第二级RML滤波器612产生并传输至路径264的精确的流管扭曲模式频率以调整陷波滤波器的中心频率。

使用第二对滤波器链分离和增强左右信道传感器信号各自的弯曲模式频率。陷波滤波器614从路径254接收未经增强的左信道传感器信号值并滤除以从第二级RML滤波器612通过路径264传输的精确的扭曲模式频率为中心的一个陷波中的频率。由陷波滤波器614产生的增强信号通过路径664传输到带通滤波器616。带通滤波器616使以从第二级RML滤波器606通过路径266传输的精确的弯曲模式振动频率为中心的一个窄频带通过。由带通滤波器616输出的增强信号表示左信道传感器信号的弯曲模式信号，并按照与上文中参照图5所述相似方式通过路径666传输到Goertzel滤波器528。

一个类似的滤波器链处理右信道传感器信号值。陷波滤波器618从路径256接收未经增强的右信道传感器信号值，并滤除以从第二级RML滤波器612经由路径264传输的精确扭曲模式频率为中心的一个陷波内的频率。由陷波滤波器618产生的增强信号通过路径668传输到带通滤波器620。带通滤波器620使以从第二级RML滤波器606通过路径266传输的精确弯曲模式频率为中心的一个窄频带通过。由带通滤波器620输出的增强信号表示右信道传感器信号值的弯曲模式信号，并按照与上文中参照图5所述相似方式通过路径670传输到Goertzel滤波器单元528。

图6中所示各个滤波器的响应依赖于根据上面给出的定义方程为滤波器选择的特定参数值。实验研究已经发现下列值对于典型的流量计弯曲和扭曲频率是有效的。

单元   类型                     参数

600    第四级FCG自适应滤波器    α=0.0l,λ=0.99

602    第二级陷波滤波器         α=0.8

604    第二级带通滤波器         α=0.5

606    第二级RML自适应滤波器    α=0.99,λ=0.99

608    第二级陷波滤波器         α=0.8

610    第二级带通滤波器         α=0.5

612    第二级RML自适应滤波器    α=0.99,λ=0.99

614    第二级陷波滤波器         α=0.99

616    第二级带通滤波器         α=0.99

618    第二级陷波滤波器         α=0.99

620    第二级带通滤波器         α=0.99

十分重要的是，由RML滤波器606和612产生的频率估算值用于交互反馈结构中。换句话说，由RML滤波器单元606产生的频率估算值用于控制对RML滤波器612的输入信号进行滤波的陷波滤波器608。相反，由RML滤波器单元612产生的频率估算值用于控制对RML滤波器606的输入值进行滤波的陷波滤波器602。

由两种方法可以保证这种交叉耦合系统的适当收敛。第一，利用第四级FCG滤波器600的输出调节带通滤波器604和610。这样对每个滤波器链中不希望存在的分量产生强烈的衰减(即，对于包括RML滤波器606的滤波器链滤除扭曲模式频率，而对于包括RML滤波器612的滤波器链滤除弯曲模式频率)。陷波滤波器602和608进一步衰减不希望存在的分量。第二，如果RML频率估算值与由第四级FCG滤波器600产生的对应模式频率估算值明显不同，则按照与上文中针对求和/求差方法所述类似的方式利用相应的FCG滤波器估算值将各个RML滤波器(606或612)初始化。这个初始化过程由从第四级FCG滤波器600延伸到RML滤波器(606和612)的虚线表示。

Goertzel滤波器相位计算单元528，如上文参照图5所述，接收表示左右信道传感器的弯曲模式振动的增强信号，并确定各个信道信号正弦波的相位。由通过在汉宁窗口加权控制下将采样值求和确定的一个复数表示的各个信道的相位传输至路径260和262以进一步由图2所示的Δt计算单元212处理。

频率比值补偿

上面所讨论的本发明方法用于精确地确定振动流管的弯曲模式频率和扭曲模式频率。如上所述，可以用扭曲模式与弯曲模式的比值确定流管内的压力。但是，如上所述，频率比值受到其它流量计参数的影响。可以利用众所周知的标定方法使用这些其它参数补偿频率比值。然后可以使用经过补偿的频率比值精确地确定质量流量计流管内的压力。

如上所述，初始频率比值FR_RAW，即振动流管的扭曲模式频率与弯曲模式频率之间的比值，是周期地确定的。通过针对物理安装、温度、密度、和估算质量流率进行补偿计算校正FR_RAW，以按照下式确定FR_CORR：

            FR_CORR=FR_RAW-ΔFR_O-ΔFR_T+ΔFR_p+ΔFR_m

ΔFR_O为计及流管对于流量计的物理安装而在频率响应变化的补偿值。流量计在其实际应用中的物理安装与在制造时用于对流量计定标的物理安装状态相比有可能改变流管的振动响应。通过测量安装流量计或将流量计重新复零时的频率比值(FR_S为安装在实际应用管道上的比值)并与标定时测得的频率比值(FR_O为安装在标定设备上的比值)相减确定ΔFR_O。还根据安装温度与标定温度之间的差值调节所测得的安装频率比值(FR_S)。ΔFR_O按照下式确定：

            ΔFR_O=FR_S-(f_T(T_O)-f_T(TS))-FR_O

其中f_T(_TO)为适合于特定流量计的一个T_O(流管的标定温度)的多项式，f_T(_TS)为适合于特定流量计的一个T_S(流管的安装温度)的多项式。

ΔFR_T为计及流管频率比值对于流管温度与标定温度之间差别响应的变化的一个补偿因子。具体地说，ΔFR_T按照下式确定：

            ΔFR_T=f_T(TO)-f_T(Tm)

其中f_T(_TO)为适合于特定流量计的一个T_O(流管的标定温度)的多项式，f_T(_Tm)为适合于特定流量计的一个T_m(流管的当前测量温度)的多项式。

ΔFR_ρ为计及流管频率比值对于在流管中流动材料的密度与标定密度之间差别的响应的变化的一个补偿因子。具体地说，ΔFR_ρ按照下式确定：

            ΔFR_ρ=fρ(ρ_o)-fρ(ρ_m)

其中fρ(ρ_o)为适合于特定流量计的一个ρ_o(流管中材料的标定密度)的多项式，fρ(ρ_m)为适合于特定流量计的一个ρ_m(当前测得的流管中材料的密度)的多项式。

ΔFR_m为计及流管频率比值对于流过流管的质量流率变化的响应的变化的一个补偿因子。具体地说，ΔFR_m按照下式确定：

            ΔFR_m=f_m(m)

其中f_m(m)是适合于特定流量计的一个有关m(在采样周期里经过迭代校正的质量流率)的多项式。质量流率补偿因子为迭代的含义是该校正因子是部分地作为在前一个采样周期中的先前校正值的校正而产生的。所以这种特殊的补偿因子可以基于以前的校正计算对质量流率的校正进行反馈控制。

在这样计算出频率比值并加以校正之后，可以按照在制造时建立的压力与频率比值的标定曲线通过标准计算确定与之相关的压力。可以将对应于作为压力函数的拟合频率比值的标定数据的一条曲线的一个多项式函数应用于FR_CORR。或者，可以将标准表查阅或插值方法应用于表示使频率比值与压力相关的标定数据测量值的一个表。

根据具体的流量计及其应用，在确定具有适合精确度的压力时不需要采用上述的某些或所有对初始频率比值FR_RAW进行校正的方式。例如，如果给定流量计在具体应用中所测量振动模式的频率不受安装状态、温度、密度、和质量流率变化的影响，则可以如上所述直接使用FR_RAW计算压力测量值。如果特定流量计的所测振动模式的频率只受到安装状态、温度、密度或质量流率中某些的影响，则可以只对具有影响的那些因素进行校正。

有可能出现这样一种情况，特定流量计采用的振动模式之一可能不受压力、安装状态、温度、密度和质量流率的影响，或者由于这些参数变化产生的影响在所需的压力测量精度内是可以忽略不计的。在这些情况下，可以通过只测量一个频率来确定压力。一个例子是，一个流量计具有的一种弯曲模式频率不受上述因素或者压力的影响，或者其影响可以忽略不计，或者不存在这些因素的变化。通过测量扭曲模式频率并且直接使扭曲模式频率与压力相关来确定压力。这是利用上述的本发明方法实现的，但是需要假定频率比值中所用的一个频率，或者是分子或者是分母，是一个常数。例如，在流量计具有一种弯曲模式频率，该弯曲模式频率受到上述因素的影响，但是其受影响的程度大大小于流量计扭曲模式频率的情况下，使用者可以接受较低的压力测量性能，而仅仅利用扭曲模式频率进行压力测量和压力补偿。

对于本领域技术人员来说很显然，本发明方法同样可以应用于振动管密度计。振动管密度计的测量管受到如上所述的两种振动模式的激励。按照如上所述方式测量和处理这两个频率以产生表示振动管内压力的一个信号指示。由于密度计不用测量质量流率，所以压力测量值用作压力指示，和测得密度补偿，而不用于如上所述补偿质量流率信号。

可以理解，提出权利要求的发明并不局限于优选实施例的描述范围，而是还包括其它属于本发明构思范围内的各种改进和变化。特别是，本发明的方法和装置可以应用于具有各种流管形状包括所谓“U”形管、直形管和其它形状管的科里奥利质量流量计。对于特定的流量计结构，有许多变量可以用于标定本发明的方法。所以，在各个附图中所示的数据只是说明性的。因为涉及许多变量，所以不能假定所示的这些数值可以由其他人很容易地再现。