用于减小均衡器误差的信号处理方法和设备

摘要

控制一个判定反馈均衡器(DFE)以便为码间干扰和/或由通信信道引起的其它失真均衡当前信号采样。由DFE检测和纠正不正确的符号判定以便防止误差传播对后续的DFE判定的可能不利的影响。具体地说,根据期望的误码率和通信信道脉冲响应的第一后波信号值h1确定误差阈值。判定反馈均衡器确定在被处理的信号的第一当前采样中的码间干扰(ISI)分量。从当前采样中减去ISI分量产生一个均衡的采样。使用那个均衡的采样检测相应的符号值。通过从检测的符号值中减去均衡的采样计算符号误差。将该符号误差与一个误差阈值进行比较。如果该符号误差量值小于该均衡器误差阈值,则符号判定误差的概率是小的,并且不采取防止或纠正措施。但是,如果该符号误差的量值大于误差阈值,则产生一个临时的符号值代替检测的符号值。下一步,利用这个临时符号值接收第二采样和其相应的符号值。接着确定由于使用临时符号值引起的第二符号误差。使用该第二符号误差,为第一采样确定正确最终的符号值,这保证符号判定误差不通过DFE传播。

说明书

本发明涉及判定反馈均衡器，并具体涉及通过判定反馈均衡器的判定差错传播。

均衡器一般用于数字通信系统，其中数字信号经通信信道从一个数字发送机发送和在一个数字接收机接收。在数字数据接收机中编码的二进制数据的传输需要符号同步。一般地，调节接收收发信机的接收机时钟以便跟踪和补偿位于通信环路相反侧端的发送机中使用的振荡器之间的频率漂移以及跟踪和补偿在传输媒质中的改变。数字接收机依赖信号处理来恢复发送的数字信息。在离散的时间间隔采样接收的信号并变换为其数字表示。一个定时恢复函数同步接收机时钟以便在适当的采样瞬间采样接收的符号以便确定它们的正确值，(例如，一个最佳采样瞬间是在采样脉冲或脉幅调制(PAM)代码的峰值处)。但是因为接收的脉冲是失真的，所以这个任务是复杂的。

一个干扰源是来自通过混和电路耦合的接收机的发送部分和在接收机输入端检测到的的发送脉冲的回波。这种发送脉冲回波一般通过回波消除器，例如建造该信号并从接收的信号中减去该信号的横向滤波器消除。但是即使在回波消除器消除发送脉冲的回波以后，接收的脉冲仍然会由于传输路径特性，例如被衰减，和最显著的码间干扰(ISI)的影响而失真。结果是相对正交的，窄的发送脉冲是“拖尾的”，即，由于它们被接收的时间而失真和变宽。更特别的是，一个符号脉冲的“尾部”延展到下一个发送符号脉冲的时间间隔，使确定在该符号周期内实际发送的脉冲的正确幅度很困难。另一个因素是通信信道通常不是初始知道的一至少是不准确知道。即使该信道是初始知道的，它也可以随时间改变。因此，在传输期间必须紧密监视信道状况。

修正信道感应的失真的一般处理称为均衡。根据连续地估算通信信道的脉冲响应，使用判定反馈均衡器(如下面详细说明的)抑制由以前发送的符号的“尾部”引起的码间干扰。

许多通信应用要求对噪声的高的抗扰度和低的误码率。这样的误码率难以获得，假设未知由和/或通信信道引入的延迟、衰减、色散、噪声、码间干扰(ISI)。例如对于用户环路的ISDN接口的10^-7误码率容许很少的余裕度，特别当信道和/或收发信机参数改变时。在大多数时间传送这个低的误码率是一件事；通过这种改变和调整在所有时间保持它是一个更具挑战性的任务。在实际的系统中不能足够准确地知道信道的响应以便允许接收机设计总是能补偿码间干扰。

实际上，用于补偿接收机的ISI的反馈均衡器滤波器包括各种参数，例如根据估计的信道特性调整的数字滤波器抽头或系数。对均衡器反馈滤波器的一般选择是例如图1所示的横向滤波器。横向滤波器本质上是具有若干延迟z^-1的一个延迟线，其中延迟z^-1在数字通信应用中对应符号持续期间。设置抽头系数，Cn，以便从与所需符号在时间上临近的符号中减去干扰的影响。选择或调整Cn系数的标准一般是根据峰值失真或均方失真二者中的最小值。优选的方法采用最小均方(LMS)算法调整系数。

有两种一般的自动均衡类型。第一种，预置均衡，发送一个在接收机与一个本地产生的序列对比的训练序列。使用两个序列之间的差设置滤波器系数Cn。利用第二种方法，自适应均衡，直接地从发送的数据连续和自动地调整系数。

判定反馈均衡使用以前的符号判定结合对信道响应的知识，形成由于以前发送的符号造成的在当前符号判定瞬间的码间干扰的估计。然后利用减少判定值中ISI影响的愿望从接收信号中减去这个估计值。如果以前的均衡器判定都是正确的并且信道响应准确知道，那么由以前检测的符号引起的ISI将被完全消除。遗憾地，这个理想的情况极少实现。

现在对图2所示的判定反馈均衡器(DFE)进行参照。例如接收信号X_k的信号将被均衡，滤波器12模拟滤波由于以前发送的符号造成的ISI。可以使用图1所示的横向滤波器结构配置图2中的反馈滤波器12。反馈滤波器12中滤波器抽头的个数确定影响当前DFE判定的以前符号判定的个数。组合器16的输出r_k应该理想地对应对于当前符号刚接收的信号。检测器14检测最佳对应于r_k的符号值以便产生一个检测的符号信号。在组合器18中确定检测器r_k输入和检测器输出之间的差以便产生符号误差ε_k。再者，在一个理想的系统中，这个符号误差应该基本是零。

因此，判定反馈均衡器通过反馈过去的数据估计或判定而工作。遗憾地，这些判定可以不对应实际输入数据序列，特别是如果DFE具有最近进行的判定误差。因为使用过去的判定消除实际数据的ISI，所以DFE判定误差同样是“传播的”并且也可以导致后续错误判定的“雪崩”。作为DFE误差传播的结果，前面符号的后波信号(postcursors)(1)没有被DFE消除和(2)被加到当前符号估计中。将这些DFE误差加到当前的DFE符号估计中增加了将来的DFE中判定误差的几率。下线是传播DFE误差惊人地增大了误码率。高的误码率可以减少通信系统“吞吐量”，而增大了需要重新发送的错误数据分组的个数。

多篇文章已经识别出DFE误差传播的存在。在这方面，读者可参考下列文章：

IEEE通信业务交流，37卷，第11号，1989年11月，第1126-1135页，Rodney A.Kennedy等人“导致判定反馈均衡器的快速误差恢复的信道”；

电子学快报，第24卷，第17号，1988年8月18日，第1084-1085页，E.Dahlman等人的“通过使用‘软判定’在判定反馈均衡器中的性能改进”；

IEEE信息理论交流，第IT-20卷，第4号，1974年7月，第490-497页，Donald L.Duttweiler等人的“在判定反馈均衡器中误差概率的上界”；

IEEE信息理论交流，第39卷，第1号，1993年1月，第145-156页，Shirish A.Altekar等人的“在判定反馈均衡器中误差概率的上界”；

IEEE通信业务交流，第42卷，第10号，1994年10月，第2786-2794页，Worman.C.Beaulieu，“判决反馈均衡器的恢复时间的边界”；

IEEE进展，132卷，pt.F.，第7号，1995年12月，第561-566页，J.J.O’Reilly等，“判定反馈收发信机中的误差传播”；

IEEE进展，132卷pt.F.，第7号，1985年12月，第567-575页，A.M.de Oliveira Duarte等人“用于限制DFB接收机的误差统计的简单技术”。

本发明的一个目的是提供快速检测DFE判定误差何时出现的一项技术。

本发明的另一个目的是一旦检测到DFE判定误差，防止DFE判定误差传播。

本发明的再一个目的是一旦检测到DFE判定误差，快速确定正确的符号值和替换错误判定的符号值以便防止判定误差通过DFE传播。

本发明的另外一个目的是使用以硬件和/或软件容易实现的技术实现这些和其他目的。

本发明提供一种用于操作判定反馈均衡器的方法，该均衡器为由前次信号采样引起的码间干扰均衡当前信号采样。由DFE检测和纠正不正确的符号判定以便防止误差传播对后续的DFE判定的可能的不利影响。

具体地说，根据期望的误码率和信道脉冲响应的第一后波信号值h1确定均衡器误差阈值。判定反馈均衡器确定在第一当前采样中的码间干扰分量。从当前采样中减去ISI分量产生一个均衡的采样。使用那个均衡的采样检测相应的符号值。通过从检测的符号值中减去均衡的采样计算符号误差。将该符号误差与一个误差阈值进行比较。如果该符号误差量值小于该误差阈值，则均衡误差的概率是小的，并且不采取防止或纠正措施。但是，如果该符号误差的量值大于误差阈值，则产生一个临时的符号值代替检测的符号值。下一步，利用这个临时符号值接收第二采样和检测其相应的符号值。接着确定由于使用临时符号值引起的第二符号误差。使用该第二符号误差，为第一采样确定正确的符号值。正确的符号值保证DFE判定误差不传播。选择符号判定阈值作为临时符号值(而不是各个符号值本身)保证在没有噪声的环境中判定误差将不传播。这还在噪声出现时使判定误差不传播的概率最大化。

本发明还提供一个判定反馈设备，可以有利地在例如通信收发信机中采用。一个组合器将第一接收信号与一个反馈信号组合。一个符号检测器检测来自该组合器的输出信号并且决定相应于该输出信号量值的一个符号值。一个信号差分器确定基于该组合器输出信号和判定的符号值的符号误差。使用判定的符号值产生是ISI估计值的反馈信号。

当符号误差超过误差阈值时，一个信号处理器修改反馈信号。特别是，当符号误差超过误差阈值时，该信号处理器确定该符号值被错误判定和临时修改该符号值。在一个优选实施例中，该临时符号值是根据误差的符号选择的一个最接近的符号判定阈值。

根据上面概述的方法，该信号处理器产生一个临时符号值代替错误判定的符号值。当接收到第二信号和判定另一个符号值对应于第二接收信号时，该信号处理器确定对于由使用该临时符号值引起的一个判定符号值的另一个符号误差。接着该信号处理器利用该另一个符号误差确定对于第一接收信号的一个正确的符号值。另外在该优选的示例实施例中，根据期望的误码率和接收信号的通信信道的脉冲响应的第一后波信号计算误差阈值。

虽然本发明可以有利地应用到数字通信系统中，但是不限于下面详细描述中使用的ISDN收发信机示例，本发明具有更宽更一般的应用。特别是，本发明可以在任意应用中的均衡器中采用。通过参照下面的本发明详细描述和阐述说明的附图可以得到对本发明的特征和优点的更好的了解，本发明采用的原理不限于实施例。

图1是可以用做判定反馈均衡器中反馈滤波器的一个横向滤波器的图；

图2是一般说明判定反馈均衡器的功能方框图；

图3是对一个数字ISDN通信系统的本发明的示例应用的功能方框图；

图4是可以用在ISDN通信系统中的一个U型收发信机的功能方框图；

图5是根据对一个ISDN通信系统的本发明的示例应用说明在一个2B1Q行代码语境中的判定距离的图；

图6是说明确定一个最佳阈值值εt作为第一符号后波信号h₁和期望的误码率的函数的一个示例图；

图7是说明在两个符号周期上的本发明的示例硬件实现的功能方框图；

图8是说明基于本发明的示例实现的软件的流程图；和

图9和图10是说明在各种条件下的本发明的统计特性的图。

在下面的描述中，为了说明而不作为限制，阐述具体的细节，诸如特定的接口，硬件实施例，技术等，以便提供对本发明的透彻的理解。但是，对本领域技术人员，本发明可以在脱离这些具体细节的其他实施例中实现是清楚的。在其他情况下，省去公知的方法，设备和电路的详细描述以便不因不必要的细节使本发明的描述模糊不清。

图3表示对一个数据通信环境，具体的说，一个综合业务数字网(ISDN)20的本发明的一个示例应用的整个方框图。但是，如上所述，本发明可以有利地使用在使用判定反馈均衡的任何应用中。

建筑物21例如可以包括经局域网连接到一个U收发信机25(经一个S收发信机，未示出)的电话用户(23和24)和数据用户(个人计算机22)。U收发信机25通过一个两线“用户环路”连接。传输线26连接到位于电话交换和业务网27的另一个U接口收发信机28，电话交换和业务网27提供数字交换和其他消息呼叫处理业务。

仅为说明和描述，下面在使用U收发信机和2B1Q行代码的语境的这种ISDN网络中描述本发明。在该ISDN中，使用采用四级，脉幅调制(PAM)，无冗余码的2-二进制，1-四进制(2B1Q)行代码。发送信息的每一对二进制比特被变换为一个四进制符号(-3，-1，+1，和+3)。例如，“00”被编码为-3，“01”被编码为-1，“10”被编码为+3，和“11”被编码为+1。但是，如本领域技术人员知道的，本发明可以应用到其他类型的数据通信网和其他类型的行代码/符号。

现在参照图4，图4说明了包括一个发送机和一个接收机的一个U接口收发信机30。而且，尽管结合与ISDN数字通信网结合使用的U收发信机描述本发明，但是本发明当然可以应用到其他DFE应用。传输的二进制数据加到扰频器31，它根据ISDN规范T1D1将数据编码为由成帧器32形成的240比特或120(2B1Q)符号的帧的伪随机比特流。成帧器在每个数据帧中插入一个用于帧同步的9符号信令字使得剩下111符号用于扰频数据。

成帧的和扰频的二进制信号加到一个2B1Q编码器，在那它被串-并变换器变换为一种并行格式，该串-并变换器产生00，01，10和11组合的数字。在该编码器中的数字到符号的映射产生四个相应的符号电平-1，+1，-3和+3。数模变换器(DAC)38将编码的信号变换为适于施加到混和电路44的电压电平，混和电路44连接到用户环路45。发送滤波器40从由数模变换器38输出的数字脉冲中去除高频以便减少在通过用户环路45传输期间的串话和电磁干扰。

来自用户环路45的输入信号在混和电路44中变换和由接收机处理，接收机同步其接收机时钟和发送机时钟(未示出)使得接收信号可以以符号/波特传输率即，符号在环路的最远端传输的速率被采样。使用模数变换器(ADC)48将接收信号变换为数字格式。使用来自定时恢复电路70的一个控制信号调整依靠接收机时钟的模数变换器48的采样速率。例如，模数变换器48可以以80kHz的采样速率采样，即使它具有允许在较小的间隔，例如15.36MHz的周期中调整相位的内置高频时钟。

数字化的采样由接收机滤波器50滤波，滤波器的输出提供到加法模块52。接收滤波器50通过抑制接收信号的“拖尾”增加信噪比。到加法器52的其他输入是来自回声消除器36的输出。如上所述，在用户环路45上传输的脉冲导致由于阻抗失配引起的混和电路44的接收机侧的回声。遗憾地，从用户环路45接收的脉冲中分出这些发送脉冲的回声(例如使用滤波器)是困难的。相应地，回声消除器36产生发送脉冲波形的一个拷贝并且在加法器52中从接收的脉冲中减去它。根据接收符号和在加法器66输出的检测符号之间的误差信号调整回声消除器。这种自适应回声消除器一般实现为一个横向，有限脉冲响应(FIR)滤波器，其脉冲响应适合于回声路径的脉冲响应。误差用于调整滤波器系数以便“会聚”该滤波器的响应到通信信道的脉冲响应模型。

通过自适应增益控制器54处理回声消除的信号以便调整幅值到2B1Q行代码中符号指定的电平。一般地，通过比较输入信号和固定的幅值阈值调节加到输入信号的增益和在必要时增大或减小增益以便实现符号-3，-1，+1和+3的标准化的幅值。自适应增益控制器的输出加到前馈滤波器56，它在物理术语上增强了接收信号中的脉冲的高频，变换为该数字脉冲的上升沿的陡度或斜率的增加。在功能术语上，公知的数字通信系统将这个前馈滤波器56称为前波信号滤波器，因为它的目的是抑制接收脉冲的前波信号部分。

来自图4的前馈滤波器56的输出χ_k输入到组合器58，它从判定反馈均衡器68的输出中消除信号χ_k。判定反馈均衡器68接收来自差分器66的输入符号误差ε_k和由检测器60产生的检测符号。下面在更多的细节上描述判定反馈均衡器68的操作。由检测器60检测的符号在2B1Q解码器62中解码和输入到解扰器64解扰，解码器62和解扰器64分别执行2B1Q编码器34和扰频器31的反向操作。最后由解扰器64产生接收的基础数据。

如上所述，判定反馈均衡器使用过去的符号判定以合成和从当前接收的信号采样χ_k中减去码间干扰(ISI)估计值d_k。符号误差εk可以数学地描述为接收信号采样χ_k，ISI估计值和实际符号值的判定之间的差，如下： $>>>ϵ>k>>=>>x>k>>->>d>k>>->ver>>h>~>>0>>ver>>a>~>>k>>+>>\eta >k>>=>>\Sigma >>->\infty >>\infty >>>h>i>>>a>>k>->i>>>->ver>>h>~>>0>>ver>>a>~>>k>>->>\Sigma >>i>=>1>>N>ver>>h>~>>ver>>a>~>>>k>->i>>>+>>\eta >k>>=>>>$ >>=>>\Sigma >>i>=>->\infty >>>i>=>->1>>>>h>i>>>a>>k>->i>>>+>>h>0>>>(>>a>k>>->ver>>a>~>>k>>)>>+>>\Sigma >>i>=>1>>N>>>h>i>>>(>>a>>k>->i>>>->ver>>a>~>>>k>->i>>>)>>+>->->->>(>1>)>>>>$ >>+>>\Sigma >>i>=>0>>N>>>(>>h>i>>->ver>>h>~>>i>>)>>ver>>a>~>>>k>->i>>>+>>\Sigma >>i>=>N>+>1>>\infty >>>h>i>>>a>>k>->i>>>+>>\eta >k>>>>$$$

变量a_k和分别是接收数据符号和恢复数据符号；h_i和分别是信道脉冲响应的真值和估计值，其中信道脉冲响应的估计值(有时称为“光标”)是DFE滤波器系数；因此()是相应的信道脉冲响应估计中的误差；η_k表示外部噪声；和N是例如图2所示的DFE的DFE抽头的个数。由前波信号(h_-1，h_-2，h_-3)和后波信号(h₁，h₂，h₃)以及主波h₀组成的脉冲形状h_i由于受包括传输媒体，接收滤波器等的整个传送函数的影响，所以一般是不知道的。接着使用例如图1和图2的横向滤波器11和12的一个自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器估计采样的脉冲响应函数。在当前判定瞬间t_k的采样的信号值对应于主波信号h₀。

因为网络中两个收发信机之间的每个连接很可能具有不同的信道传输函数，并且因为每个信道的特性随时间变化，而且一般会由于噪声变坏，接收的脉冲是“扩展的”并且因此与后来接收的符号干扰。换句话说，对于时间瞬间t_k的脉冲值x_k是a_kh₀，在时间瞬间t_k-1是a_kh₁等，此处a_k是符号幅值，和h₀，h₁，…是由信道脉冲响应产生的“脉冲信号”值，此处h₀是主波信号，和h₁是第一后波信号，h₂是第二后波信号，h_-1是第一前波信号。在时间瞬间t_k+1，对于下一个接收脉冲x_kr1的脉冲值是a_k+1h₀+a_kh₁+…表示来自以前接收的符号的后波信号干扰分量的其它项。项a_kh₁是恰在符号时间t_k前接收的符号的第一后波信号。但是更完整地 $>>>x>k>>=>>\Sigma >>->\infty >>\infty >>>h>i>>>a>>k>->1>>>->->->>(>2>)>>>>$

返回上面的方程(1)，最后三项表示噪声和被下面的分析忽略，即，假定那些项足够小使得满足数字传输系统的BER要求。第一项涉及前波信号和第二项涉及接收采样的主波信号分量。第三项，现在将定义为e_k，代表由于不正确的以前DFE符号值判定引起的对符号估计误差ε_k的贡献： $>>>e>k>>=>>\Sigma >>i>=>1>>N>>>h>i>>>(>>a>>k>->i>>>->ver>>a>~>>>k>->i>>>)>>->->->>(>3>)>>>>$

因此，方程(1)可以重写为 $>>>ϵ>k>>=>>h>0>>>(>>a>k>>->ver>>a>~>>k>>)>>+>>e>k>>+sup>>\eta >k>\prime sup>>->->->>(>4>)>>>>$

在正常恒定状态下和无误差操作模式中，这个误差项ε_k等于零。

根据本发明的变量Δ被定义为“判定距离”并且指的是从相应的判定阈值与实际符号值a_k的分离。在2B1Q行代码的情况下，Δ＝1。如果 $>>|>>\Sigma >>->\infty >>>i>=>->1>>>>h>i>>>a>>k>->i>>>+>>\Sigma >>i>=>0>>N>>>(>>h>i>>->ver>>h>~>>i>>)>>ver>>a>~>>>k>->i>>>+>>\Sigma >>i>=>N>+>1>>\infty >>>h>i>>>a>>k>->i>>>+>>\eta >k>>|>\ge >\Delta >->->->>(>5>)>>>>$

符号a_k可以被错误地确定。

在实际中假定重叠噪声的概率密度函数η_k′是对称的是合理的，并且因此判定距离Δ是符号距离的一半。另外，如果不正确地检测，后续的后波信号没有减去，而是代之以在后续的时间瞬间为双倍。例如，在时间瞬间t_k进行一个单独的错误判定引起 $>>>e>>k>+>1>>>=>>h>1>>>(>>a>k>>->ver>>a>~>>k>>)>>=>\pm >2>\Delta >>h>1>>->->->>(>6>)>>>>$

2B1Q行代码的判定距离如图5所示的等于1。符号值在判定阈值的中间，例如1是间隔0-2的中间。如果重叠的噪声是对称，那么这种设计对于避免错误判定是最好的选择。如果噪声是不对称的，则判定阈值对于符号值将是不对称的。符号间的判定距离等于两个判定距离。简单的数字例子是一个2B1Q行代码。符号是：-3，-1，+1，+3，那么两个最近符号之间的距离是2。因此判定距离是1。假定当符号实际是+1时使符号判定-3的概率实际是不存在的。因此，唯一考虑的判定误差是采用最近符号判定的判定误差，即。本质上，判定距离可以解释为当仍然进行正确判定时的最大可允许误差。

因此，对于紧跟着单独的错误识别的符号的符号不正确判定的概率本质上取决于对应于h₁的第一反馈滤波器系数是否小于1/2。

|e_k+1|＝|2Δh₁|＜Δ         (7)

当符号判定误差通过滤波器传播时，相同条件应用到所有滤波器系数。

因此，如果

在没有其他噪声源的情况下，对于i＝1…N，由于判定误差传播引起的后续不正确判定的概率等于0。

在2B1Q行代码例子的语境中提供判定距离Δ的例子。当“1”伴随1.1的误差时可以触发错误码元判定。因此，接收信号X_K等于2.1，并且因为2.1距离3比距离1更近所以进行码元判定“3”。码元估计误差ε_k是2.1-3.0＝-.09。这个错误判定由DFE反馈滤波器使用以便合成ISI。并且，从下一次采样X_K+1中减去该ISI。在这个例子中从X_K+1中减去3h₁，而不是1h_i，即，2h₁那么多。如果的辐值大于2h₁该判定距离，则进行另一个错误判定。

参照图5，每个码元-3，-1，+1，和+3和判定阈值-2，0，和+2之间的判定距离是1。因此，如果信号辐值α_k是0和2之间，则进行1的码元判定。如果信道脉冲响应的第一前波信号h₁的幅值小于0.5(看等式(7)和(8))，并且假定2h₁是唯一误差源，将很可能进行一个正确的码元判定。相反，如果h₁的幅值＞0.5。那么很可能进行一个错误的码元判定。例如，假定h₁＝0.6那么2h₁＝1.2。值1.2落到等于1的判定Δ外面，并且1+1.2＝2.2将被错误地判定为“3”而不是“1”。一个单独的DFE产生误差增大了未来估计误差的似然率，下面2个误差将它增大更多，依此类推。

根据上面概述的观点，本发明的发明人阐述下面的公式：如果当进行误差判定时的时间瞬间可以被识别，而且如果可以恢复真的码元值，则DFE产生的错误判定和产生的DFE传播误差将被防止。作为实现这个公式的一种方法，可以定义一个错误阈值ε_t以便与判定估计误差比较，如果估计误差小于阈值ε_t，则进行假设DFE是正确运行的。如果估计误差超过该阈值，则分析实际的码元判定以便确定它是否正确进行。为执行这个分析，正分析的码元判定暂时被一个“仿真”码元值代替，它例如相应于图4所示的可能码元值诸如-2，0和2之间的判定阈值之一。这些临时码元值，是除实际码元值-3，-1，+1和+3外的某值，它们将在下一个时间瞬间t_k+1在分析下个接收的码元采样时产生判定误差。在t_k确定的均衡误差和由于采取仿真临时码元判定引起的判定误差之间的关系用于确定对于时间瞬间t_k的正确码元值 $>ver>>a>~>>k>>>。$

现在使用2B1Q行代码说明应用一个临时码元值代替一个检测的码元值。当然，本发明也可以应用其它代码。如已描述的，该2B1Q代码由四个码元{-3，-1，+1，和+3}组成，并且该码元判定距离Δ等于“1”。

为了避免一系列自持的不正确的判定的危险的严重增加，检测的码元值(推测但不确定错误的)被选择的一个临时值代替以便防止判定误差传播。从检测器阈值中选择一个适当的临时值，该阈值分开对于对应于-2，0和2的2B1Q行代码的码元判定。参照上面的等式(6)，使用这组临时码元值的优点在于真码元值-3，-1，+1和+3和临时码元值(-2，0和2)之间的码元距离小于该真码元值和初始定义的错误码元之间的距离，例如+1和+2之间的距离是1，然而+1和+3之间的距离是2。因此在这个Δ＝1和临时值是-2，0和2的2B1Q行代码的例子中，等式(6)如下推导为： $>>>e>>k>+>1>>>=>>h>1>>>(>>a>k>>->ver>>a>~>>k>>>(>temp>)>>)>>>>$ >>=>>h>1>>\Delta sign>>(>>a>k>>->ver>>a>~>>k>>)>>->->->>>(>6>)>>\prime >>>>$ >>=>>h>1>>sign>>(>>a>k>>->ver>>a>~>>k>>)>>>>$$$

当然主波信号ho是信道脉冲响应h_i的最大脉冲信号值。对于一个2B1Q代码，且不丧失普适性，可以假设：

         ho＝Δ＝1＞|h_i|            (9)对于i＝1…N。换句话说，ho是最大的脉冲信号，例如ho＝1，h₁＝0.9等。

这样，通过适当地选择临时码元值代替很可能是错误的码元值，从下面的第一误差码元判定中防止DFE产生的判定误差。换句话说，这个临时码元替换防止了误差通过DFE传播。因为码元值-2，0和2不存在(-3，-1，+1和+3是唯一可能的码元)，所以通过检测ε_k+1的符号(+或-)，它在如果假设外部噪声是0或接近0时大约是e_k+1。

对于这个2B1Q行代码例子，下面在表1中示出了对于各种可能情况的误差ε_k和ε_k+1以及在码元值修正期间的相应临时值。注意已经采用极限阈值-4和+4示出这个算法的完成。从表1中容易看到根据误差ε_k+1的符号，利用判定距离Δ(在这个例子中为“1”)，增大或减小该码元判定值a_k导致该真码元值。也被考虑的h₁的符号容易从例如在下述的图7所示的自适应反馈滤波器的第一抽头中得到。这是因为误差ε_k+1取决于该临时码元值是否大于或小于该真码元值，即正h₁或负h₁的误差，这从上面的等式(6’)中是清楚的。

因此，分析码元判定的一个优选方法以当|ε_k|＞ε_t时识别未定的码元判定开始。第二，使用最接近码元判定的一个临时码元值代替检测值以便防止可能的误差传播。第三，确定和使用由临时替代引起的误差以便校正该临时码元值为正确值。更正式地，如果实现了判列式|ε_k|＞ε_t，则检测的码元值根据下面表达改变： $>>ver>>a>~>>k>>>(>temp>)>>=>ver>>a>~>>k>>+>sign>>(>>ϵ>k>>)>>·>\Delta >=>ver>>a>~>>k>>+>sign>>(>>ϵ>k>>)>>->->->>(>10>)>>>>其中对于2B1Q行代码例子，\Delta ＝1。将该临时码元值(temp)替换防止判定误差通过DFE传播。在下一个时钟周期或时间瞬间t$_k+1改变该码元值为其最终值： $>ver>>a>~>>>(>fin>)>>=>ver>>a>~>>k>>>(>temp>)>>+>sign>>(>>ϵ>>k>+>1>>>)>>·>sign>>(>>h>1>>)>>·>\Delta >->->->>(>11>)>>>>$ >>=>ver>>a>~>>k>>>(>temp>)>>+>sign>>(>>ϵ>>k>+>1>>>)>>·>sign>>(>>h>1>>)>>>>其中对于2B1Q行代码例子，\Delta ＝1。在无噪声情况下的最终码元值(fin)是真码元值。因此，刚好在一个时钟周期之后检索出正确的数据序列；只需要2个时钟周期来恢复正确的码元值。在校正码元值期间，可以修改反馈滤波器系数。这个优选的方法对于具有相当高的信噪比(SNR)的接收信号，例如当残余噪声在该信号电平下大约30dB时工作得非常出色。$$

虽然可以使用不同的标准建立一个适当的误差阈值ε_t，确定一个优选的阈值ε_t作为所需误码率和第一后波信号h₁的函数。该发明人认为h₁是第一误差源。为防止任何另外的误差，需要立该采取行动。因此h₁的幅值一般是可以在优选例子(非限定性的)实施例中确定阈值的条件。但是，还有当可设想到h₁可能非常小或甚至为零(如经过最佳采样瞬间之后的一个采样间隔，脉冲响应函数是零的情况)后接一个非零第二脉冲信号h₂的情况。在这种情况下，错误判定不出现在t_k+1，这一般是因为h₁通常相当大，但是在t_k+2，错误判定乘以h₂，引起判定误差传播的情况。因此，更一般而言，当脉冲信号h_i之一的第一个幅值超过0.5时，该优选实施例校正发生问题的码元判定。这样，第一前波信号h₁的使用尽管经常是可适用的，但是仍然是一个非限定性的示例例子。

说明阈值ε_t作为误码率和第一前波信号值h_i的函数的图形表示在图6中。因为所需的误码率是公知的并且第一前波信号值h_i可以以对于特定通信信道的合理的程度确定，使用例如包括与包括在图6的图中的信息相似的信息的一个查找表可以大致确定对于一个具体的通信的一个最佳阈值ε_t。

本发明可以容易地以硬件和/或软件实现。图7表示提供的一个实例硬件实现，以便说明在两个码元周期上的本发明的码元校正操作。本质上，功能模块实现了在等式(10)和(11)中阐述的算法。码元检测器输出反馈到DFE并且输入到求和器120。码元误差ε_k也反馈到比较器126，它将码元误差ε_k与误差阈值ε_t作比较。比较器126的输出控制开关128，其输出连接到一个脉冲发生器130，它产生具有相应于该码元周期的持续时期的脉冲。当码元误差ε_k小于阈值误差ε_t时，开关128断开联接，并且不产生脉冲。但是，如果ε_k超过ε_t，则开关128将比较器输出连接到脉冲发生器130，它在开关132和在一个延迟单元134产生一个码元脉冲输出。在乘法器138中码元误差ε_k的符号乘以Δ。当然，如果Δ＝1，如对于2B1Q行代码一样，则硬件就简化了。

在那个码元脉冲周期内，乘法器138的输出经开关132连接到求和器120以便在求和器输出产生临时码元值(temp)。在乘法器142中ε_k的符号乘以来自乘法器140的第一前波信号h₁(假定对于2B1Q行代码Δ＝1)并且发送到开关136。因为开关136的输出通常为0，所以对于延迟单元122的延迟码元值通常不受影响。但是，当采纳一个临时码元值时，在求和器124中来自延迟单元122的输出与ε_k·Δ的符号的乘积和在下一个时间周期t_K+1的h₁相加。有利地，如在2B1Q行代码例子中一样当判定距离Δ＝1时，减少乘法的数目。

如本领域技术人员将会知道的，本发明也可以使用软件或软件和硬件的组合来实现。适当编程的微处理器或数字信号处理器可以实现图9中流程图形式说明的例子过程中的标记的码元判定分析(模块200)。初始地在码元检测器(模块202)中决定码元值。接着计算码元误差(模块204)。然后根据最小均方(LMS)算法更新DFE反馈滤波器系数(模块205)。在模块206进行判定码元误差ε_k的幅值是否大于误差阈值ε_t。如果不大于，则继续下一个码元的处理(模块208)。但是，如果码元误差的幅值超过阈值误差，则根据等式(10)计算一个临时码元值(模块210)。接着该临时码元值(temp)替换检测的码元值(模块212)。计算对于下个接收的采样的码元误差ε_k+1(模块214)接着根据等式(11)确定码元(fin)的最终正确值(模块216)并且继续下一个码元的处理(模块208)。

用于实现本发明的优选例子方法具有某些约束。参照表1，如果正确识别错误码元判定，并且如果错误地识别等式(11)中的ε_k+1的符号，则该临时码元值(temp)被“校正”为原始的判定值。在这种情况下，DFE校正步骤是“透明的”。另一方面，如果一个正确的码元判定由于某些原因被不适当地检测为错误，那么起因于错误判定的后续的ε_K+1的符号导致不正确的码元判定被插入数据序列。

上述的实例判定误差检测和校正过程的成功受噪声η_k的影响。下面的段落分析判定的成功率。

为说明上述的判定误差检测和在噪声出现情况下的校正过程，使用综合业务数字网(ISDN)的一个检测实例，其中所需的BER等于或小于10^-7。但是为这种测试情况，由于伴随噪声的原因，甚至有更严厉的要求施加在误差概率上。任意假设保证|ε_k|≥Δ的概率P_i不大于10^-9(P_n＝10^-9)的噪声级，对应于22.7dB的实际信噪比(SNR)情况。另外，假设伴随噪声是白高斯噪声。那么，不论码元判定是否是正确的，由可察看的误差|ε_k|≥ε_t引起的告警Pa的概率 $>>>p>a>>=>p>>(>|>>ϵ>k>>|>\ge >>ϵ>t>>)>>=>p>>(>>ϵ>t>>\le >|sup>>\eta >k>\prime sup>>|>\le >2>\Delta >->>ϵ>t>>)>>=>->->->>(>12>)>>>>$ >>=>>3>4>>·>2>·>>(>Q>>(>>ϵ>t>>)>>->Q>>(>2>\Delta >->>ϵ>t>>)>>)>>>|>>>ϵ>t>>=>0.975>\Delta >>>=>2>.>2>e>->9>>>此处Q$$_(X)是互补高斯误差积分 $>>Q>>(>x>)>>=>>1>>2>\pi >>>>\int >x>\infty >>e>>>u>2>>2>>du>->->->>(>13>)>>>>$

等式(13)中的乘数3/4是从2B1Q行代码的统计特性得出的，即|ε_k|≥ε_t，当接收一个“+3”或“-3”时不引起判定误差。

当可观察到的误差是|ε_k|≥ε_t时进行正确或错误判定的条件概率分别是： $>>p>>(>correct>>|>>|>>ϵ>k>>|>\ge >>ϵ>t>>>>)>>=>p>>(>>ϵ>t>>\le >|sup>>\eta >k>\prime sup>>|>\le >\Delta >)>>/>>p>a>>>|>>>ϵ>t>>=>0.975>\Delta >>>=>0.71>->->->>(>14>)>>>>$ >>p>>(>error>>|>>|>>e>k>>|>\ge >>ϵ>t>>>>)>>=>p>>(>\Delta >\le >|sup>>\eta >k>\prime sup>>|>\le >2>\Delta >->>ϵ>t>>)>>/>>p>a>>>|>>>ϵ>t>>=>0.975>\Delta >>>=>0.29>>>$$

所有情况中当误差幅值超过0.975Δ时，29％的判定是错误的。因此，当|ε_K|≥0.975Δ时码元判定是错误的机会是相当大的；因此这种大的DFF误差可以用于检测未定的码元误差判定。

未命中错误判定的概率P_M可以表示为 $>>>p>m>>=>p>>(>|sup>>\eta >k>\prime sup>>|>\ge >2>\Delta >->>ϵ>t>>)>>=>>3>4>>·>2>·>Q>>(>2>\Delta >->>ϵ>t>>)>>>|>>>ϵ>t>>=>0.975>\Delta >>>=>0.4>e>->9>->->->>(>15>)>>>>$

此处再次，乘数3/4起因于2B1Q行代码的统计概率。接着利用如在上面实例中选择的阈值ε_t＝0.975Δ，存在未命中错误判定的很大危险。

降低误差阈值ε_l减少了接收不正确符号判定作为正确判定的概率。但是，同时，被测试以便查看是否已经出现错误的判定的符号判定数目增加了。增加误差阈值ε_l减小了测试判定的总数但是导致可靠恢复降低。被认为是正确判定的错误判定的数目将增加，负面影响总的判定误差概率。

第一后波信号h₁的幅值以及噪声电平是影响优选的判定误差检测和正确过程的性能的重要因素。如上面表1所示的，ε_l的符号是进行判定误差检测的唯一源。观察到如果下列关系不满足 _l+1具有e_k+1的相反符号，这使前次的符号判定得以恢复。在那种情况下，如果它是错误的，则该过程没有纠正前次判定。这种事件的概率是由于假设的η_k′的高斯分配的对称性，所以失败概率P_f可以表示为

p_f＝Q(Δ-|h₁|)+Q(-|h₁|)             (18)其中成功的符号判定纠正的概率为

p_s is p_s＝1-p_f                      (19)

为了根据本发明说明第一后波信号h₁幅值对符号判定误差检测性能和分析步骤的影响，考虑一个数字例子。假设相应于BER＝10^-9的噪声电平。如果第一后波信号h₁是0.6(这很可能是在一个“短环路”的情况下)，ε_k的符号将被错误确定的概率大约是0.01。在h₁＝0.9的情况下(对于一个“长环路”)，相应的概率大约是0.28。后面的长环路例子表示最小化接收信号的最大后波信号h₁的重要性。

因此，当采用上述符号判定误差检测和分析步骤时，判定误差Pe的概率可以表示为

  p_e(p_n，ε₁，h₁)＝p_m+p_a·p_f    (20)所需的条件是实现Pe＞Pn。判定误差Pe的概率是伴随的噪声电平、选择的阈值ε_l和第一后波信号h₁的幅值的函数。从上面的等式(12)和(15)，Pa和Pm取决于阈值误差是显然的，并且因此，Pe也是误差阈值的函数。从等式(17)中，看到P_f取决于h₁并且因此Pe也是h₁的函数。当然，所有概率，Pa，Pm和P_f取决于噪声电平。相应地，Pe是误差阈值h₁，和噪声电平的函数。这个函数是数学计算的，并且计算结果在下面描述。

图9说明概率比Pe/Pn如何根据误差阈值ε_l的值变化。在这个例子中的第一后波信号h₁的幅值等于0.8。最佳阈值ε_l和可以提高的性能的程度取决于伴随噪声电平，同样是Pn。图10表示当根据图6的曲线确定误差阈值ε_l时采用概率比Pe/Pn作为第一后波信号h₁的函数。对于接近“1”的后波信号值h₁可以实现适当的改进。

相应地，本发明通过首先识别何时已经进行错误的信号值判定和接着通过校正那个判定防止那个错误判定传播来有利地提高了任何判定反馈均衡器的性能。这样，第一后波信号值以及噪声电平是根据本发明影响符号判定误差检测和分析的性能的重要因素。在高性能数字通信系统的应用中，本发明通过减小误码率和在接收期间由于错误已经重新发送的数据分组的数目提供了显著的改进。

虽然已经结合认为是最实际和最优选实施例描述了本发明，但是应该理解本发明不限于公开的实施例，本发明试图覆盖包括在所附权利要求书的精神和范围内各种变化和等价设计。