用来改进同步整流复位的一种单端正向DC至DC转换器

摘要

一种单端正向DC至DC转换器,包括一个变压器,其原绕组电连接到一个原开关,而副绕组电连接到一个副开关和一个箝位电容器,在原开关被断开时,用箝位电容器来存储副绕组的磁能,以便在原开关维持断开的时间之内使变压器铁心复位,这种转换器可以使用MOSFET作原和副开关,通过断开原开关后变压器副绕组中产生的电压变化自动地接通副开关,箝位电容器和MOSFET开关的组合可以使DC至DC转换器得到进一步的简化,并且消除开关上出现的不应有的空载时间和电压应力。本发明的DC至DC转换器可以用来执行同步整流和零电压切换。

说明书

至DC转换器

本发明涉及一种DC至DC转换器，特别是涉及具有使变压器铁心复位的电路的一种单端正向DC至DC转换器。

DC至DC转换器被用来将输入的DC电压转换成不同输出的DC电压以提供给负载。这种转换器通常包括一个通过开关电路电连接在电压源和负载之间的变压器。被称为单端正向转换器的转换器是这样一种转换器，它依靠连接在电压源和变压器原绕组之间的单个开关在开关接通并且导电时向变压器的副绕组提供正向输送的功率。

为了让变压器的泄漏电感放电，在开关断开期间需要使变压器铁心“复位”。通常是采用附加的电路来完成复位，例如是和变压器原绕组并联的一个第三变压器绕组，或者是电连接到副绕组上的一个Lc谐振电路。然而，这种电路的驱动波形中具有一个“空载时间”(“dead time”)，在此期间开关仍维持断开，开关两端的电压等于电压源的电压，并且没有电流。空载时间会降低转换器的整体效率，并且在开关上产生电压应力。

本发明的目的是提供一种可以使变压器铁心有效复位的单端正向DC至DC转换器(single-ended forward I)C-to-DC converter)，并且基本上没有空载时间，使作用在转换器部件上的电压应力最小。

本发明涉及到一种可以使变压器铁心有效复位(reset)的单端正向DC至DC转换器，从而提高其执行自驱动同步整流的能力。在一个实施例中，转换器包括一个变压器，其原绕组电连接到一个原开关，而副绕组电连接到一个副开关和一个箝位电容器。副绕组被电连接到一对整流器和一个LC滤波电路，用来为到达负载的功率信号进行整流和平滑。在原开关被接通时，原绕组导电，并且在副绕组两端产生一个输入电压。当原开关被断开时，副绕组被接通，将存在于副绕组内的磁化电流输送到箝位电容器，并且将箝位电容器充电到基本上等于输入电压。在原开关被断开期间，副绕组两端的电压被维持不变，并且使变压器铁心复位。

在本发明的其他实施例中，原和副开关包括MOSFET开关。在这种实施例中，当原MOSFET开关被断开时，出现在副绕组上的电压使MOSFET副开关进入导通状态。在其他实施例中，原开关包括一种n-沟道MOSFET，而副开关包括一种p-沟道MOSFET。在另外的实施例中，副开关包括一种n-沟道MOSFET，并且将副绕组电连接到第三绕组。由第三绕组来提供起动n一沟道MOSFET所需要的正电压。

本发明的其他实施例涉及到一种方法，通过起动和关闭连接到变压器原绕组的一个原MOSFET使变压器的铁心复位，在原MOSFET被关闭时，副MOSFET被起动，对一个箝位电容器充电，并且将副绕组箝位在箝位电容器的电压。

本发明提供的同步整流和零电压切换技术可以有效地用于为负载提供较低的输出电压和较高的功率密度。另外，使用箝位电容器和MOSFET开关可以使DC至DC转换器得到进一步的简化，并且消除开关上出现的不希望的空载时间和电压应力。

根据以下的说明和权利要求书可以了解到本发明的上述和其他特征。

在所附的权利要求书中提出了本发明的特征。通过以下参照附图的说明可以更好地理解本发明的上述及其他优点，在附图中：

图1是按照本发明一个实施例的一种单端正向DC至DC转换器；

图2A是按照本发明另一实施例的单端正向DC至DC转换器；

图2B是图2A的单端正向DC至DC转换器在原开关接通时的导通示意图；

图2C是图2A的单端正向Dc至DC转换器在原开关断开时的导通示意图；

图3A是按照本发明又一实施例的单端正向DC至DC转换器；

图3B是图3A的单端正向DC至DC转换器在原开关接通时的导通示意图；

图3C是图3A的单端正向DC至DC转换器在原开关断开时的导通示意图；

图4A是一个波形图，表示单端正向DC至DC转换器的原开关被接通和断开期间的波形；

图4B是一个波形图，表示原开关被接通和断开期间出现在单端正向DC至DC转换器的变压器原绕组上的电压；

图4c是一个波形图，表示原开关被接通和断开期间出现在单端正向DC至DC转换器的原开关上的电压：

图4D是一个波形图，表示原开关被接通和断开期间出现在单端正向DC至DC转换器的变压器副绕组上的电压。

在图1中表示了单端正向DC至DC转换器的一个实施例。如图中所示，变压器10被电耦合在具有一定输入电压V的一个DC电源20和负载50之间。变压器1O包括一个原绕组12和一个副绕组14。绕组的匝数通常是取决于负载50所需要的输出电压。例如在电信工业中的典型输入电压是48V，而需要的典型输出电压是4V，因此，所需的匝数比大约是12∶1。

然而，为了便于说明，假设变压器10的匝数比是1∶1。用Q1表示的原开关16被串联电连接在原绕组12和电源20之间。在开关16被接通时，也就是当开关16处在闭合状态时，就形成了闭合的电路，电流从电源20流经原绕组12后返回电源20，在副绕组14中感应出一个电压。

用Q2表示的副开关22和箝位电容器24与副绕组14串联电连接。如下文中所述，箝位电容器24在副开关22被接通时充电。用Dl表示的一个二极管26与变压器10的副绕组14串联电连接，并且与副开关22和箝位电容器24并联电连接。如下文所述，二极管26在原开关16被接通时导通。用D2表示的一个第二二极管28与变压器1 O的副绕组14并联电连接。一个Lc电路30被电连接到副绕组14和二极管26。LC电路30包括与副绕组14和二极管28串联的滤波电感器32，以及与副绕组14和二极管28并联的一个滤波电容器34。二极管26，28和Lc电路30共同构成了一个整流和平滑电路，在提供给负载50之前对副绕组的电压进行滤波。

一个控制装置40被电连接到原开关16和副开关22。用控制装置40来控制原开关16和副开关22的操作，使它们在希望的时间接通和断开。控制装置40最好是按照不同的相位起动开关16，22，在本实施例中，控制装置40可以在开关16和22都处在断开状态时产生一个小的时间的延迟。该延迟时间可以使副开关22在原开关16被断开之后经过预定时间段后接通。通过这种延迟就可以实现零电压切换，因为原开关16上的电压在原开关16再次接通之前可以返回到大约零伏。如下文所述，在这一延迟期间，在原开关16被断开之后出现在变压器1O中的磁化电流被用来在副绕组上维持一个恒定电压。

当控制装置40将原开关16接通时，电流流经原绕组12，在副绕组14中感应出电流，该电流经过二极管26流到LC电路30。用LC电路30来平滑副绕组14上的电压，在负载50上获得一个DC输出。当控制装置40使原开关16断开时，通过原绕组12和副绕组14正向输送的电流就消失了。此时，二极管28变为导通，将储存在滤波电感器32中的磁场能量释放给滤波电容器34和负载50。同时将变压器中的磁化电流储存在箝位电容器24中，从而将变压器10的副绕组14上的电压基本上箝位在输入电压的幅值。这样就能使副绕组14上的电压基本上维持恒定，并且由于变压器中的磁通反向促使变压器10复位。

箝位电容器34的电容是足够大的，箝位电容器34上两端的电压与时间的关系可以忽略不计。在稳态的条件下，在原开关16被接通的时间期间施加在变压器10的原绕组12上的电压秒乘积等于在原开关16被断开的时间期间施加在副绕组14上的电压秒乘积(volt-second product)。对于匝数比为1∶1的变压器1O可以表示成：

(V_in)(t_on)=(V_c)(t_off)或者是表示成：

V_c=  (V_ln)(D/I-D)，其中的D是占空周期，t_on是原开关16接通的时间期，而t_ort是原开关16断开的时间期。

图2A表示了本发明的单端正向DC至DC转换器的另一个实施例。如图中所示，变压器110被电连接在具有一定输入电压V的一个DC电源120和一个负载150之间。变压器11O包括一个原绕组112和一个副绕组114。用Q3表示的一个n-沟道MOSFET原开关116与原绕组112串联电连接。原绕组112被电连接到MOSFET 116的漏极端118，一个DC电源120被电连接到MOSFET 116的源极端122。在本实施例中，控制装置140被电连接到MOSFET 116的栅极端124，并且向栅极124提供一个电压，使MOSFET 116选择地导通。在MOSFET 116导通时，它与原绕组112和DC电源120构成了一个闭合的电路。作为上述电路的一种变形结构，如果在MOSFET 116漏极端118上的输入极性使MOSFET 116变成正向导通，并且根据栅极端124上来自控制装置140的输入使其反向偏置，就可以将DC电源120电连接到漏极端118，并且将原绕组112电连接到源极端122。

用D3表示的一个n-沟道MOSFET整流器126与变压器1O的副绕组114串联电连接。如下文所述，整流器126在MOSFET 116接通时导通。整流器126与副开关130和箝位电容器132并联。在本实施例中，副开关130是一个用Q4表示的p-沟道MOSFET。p-沟道MOSFET130的漏极端136和栅极端138被连接在副绕组114两端，让MOSFET 130按照副绕组114两端的电压变化进入正向偏置。其源极端139被连接到一个箝位电容器132。用D4表示的一个n-沟道MOSFET第二整流器134与箝位电容器132串联电连接，并且与变压器110的副绕组114并联。一个LC电路160被电连接到副绕组114和整流器134。与上文所述类似，LC电路160包括与副绕组114和整流器134串联的一个滤波电感器162，以及与副绕组114和整流器134并联的一个滤波电容器164。整流器126和134的功能是提供自驱动同步整流。整流器126和l 34降低了输入电压，使出现在LC电路上的电压降低。整流器126和134与LC电路160的组合构成了一个整流和平滑电路。

参考图2B，图2B是图2A的转换器电路部分在控制装置140使原开关116的n-沟道MOSFET Q3接通时的导电示意图。当MOSFET 116导通时，就形成了一个闭合的电路，出现在原绕组112两端的输入电压使电流从电压源120流过变压器110的原绕组112，并且在副绕组114中感应出一个电压。副绕组114上的电压使整流器126正向偏置，并且使电流流过LC电路160。用LC电路160来平滑出现在副绕组114两端的电压，并且在负载150上获得一个DC输出。

参考图2C，图2C是图2A的转换器电路部分在控制装置140使n-沟道MOSFET 116断开时的导电示意图。在DC电源120和原绕组112以及MOSFET 116之间有一条用虚线表示的连接，表示没有电流流过原绕组112和MOSFET116。当n沟道MOSFET 116被反向偏置时，通过原绕组112到副绕组114正向输送的电流就停止了。副绕组114上的电压使n-沟道MOSFET D4的整流器134变成正向偏置，将储存在滤波电感器162中的能量释放出的电流进入滤波电容器164和负载15O。同时，副绕组儿4上的电压使得p-沟道MOSFET Q4构成的副开关130导通。这样，副绕组114中的磁化电流就能从漏极136流到源极139，对箝位电容器132充电。在n-沟道MOSFET 116断开期间，箝位电容器132将变压器11O的副绕组114上的电压基本上箝位在输入电压V。特别值得注意的是，用MOSFET Q4获得的副开关130的自驱动特性不需要将控制装置140连接到MOSFET 130上用来控制其导通和断开。

请参考图3A，图3A表示了本发明的单端正向DC至DC转换器的另一个实施例。如图中所示，变压器210电连接在具有一定输入电压的DC电源220和一个负载250之间。变压器2lO包括一个原绕组212和一个副绕组214。用Q5表示的一个n-沟道MOSFET原开关216与原绕组212串联电连接。原绕组212电连接在MOSFET 216的漏极端218和Dc电源220之间，并且将电源220电连接到MOSFET 216的源极端222。如上所述，如果MOSFET 216的工作方式保持不变，MOSFET 216端子的连接可以不同于原绕组212和电压源220。将一个控制装置240电连接到MOSFET 216的栅极端224，并且向栅极224提供一个电压，有选择地使MOSFET 216导通。当MOSFET 216导通时，它与原绕组112和电压源120构成一个闭合的电路。

用Q6表示的n一沟道MOSFET副开关230与副绕组214串联电连接，当n-沟道MOSFET Q5的原开关被断开时，副开关230导通。n沟道MOSFET 230的栅极端238电连接到与漏极端236的输出相并联的变压器第三绕组237。第三绕组237为副开关230提供使其导通时所需的正电压。MOSFET 230的源极端239电连接到一个箝位电容器232。用D5表示的一个n-沟道MOSFET整流器226也和变压器210的副绕组214串联电连接。在MOSFET 216导通时，整流器226就导通。整流器226还与MOSFET Q6构成的副开关230和箝位电容器2 32并联。用D6表示的一个n一沟道MOSFET第二整流器2 34与箝位电容器232串联电连接，并且与变压器21O的副绕组214并联。有一个LC电路260电连接到副绕组214和整流器234。LC电路260包括一个与副绕组214和整流器234串联的滤波电感器262和一个与副绕组214和整流器234并联的滤波电容器264。如上文所述，整流器226和234以及LC电路260构成了一个整流和平滑电路。

图3B表示了图3A的转换器的局部电路图，它在控制电路240使n-沟道MOSFET Q5构成的原开关216导通的时候导通。在MOSFET Q5导通时，就形成了闭合的电路，并且在漏极218和源极222两端上产生一个输入电压，使电流从电压源220流到变压器210的原绕组212，在副绕组214中感应出一个电压。副绕组214上的电压使MOSFET D5构成的整流器226正向偏置，使电流流过LC电路260。用LC电路260来平滑副绕组214上的电压，并且在负载250上获得一个DC输出。

图3C表示图3A的转换器的一个局部电路图，它在控制电路240使MOSFET 216导通的时候导通。在MOSFET 216被断开时，通过原绕组212和副绕组214正向输送的电流就停止了。再次说明在DC电源220和原绕组212以OSFET 216之间也有一条用虚线表示的连接，表示没有电流流过MOSFET 216或是原绕组212．当MOSFET 216断开时，在第三绕组214上就会出现正电压，使n-沟道MOSFET 230变成导通。特别值得注意的是，用MOSFET Q6获得的副开关230的自驱动特性不需要将控制装置240连接到开关230上用来控制其导通和断开。

与上述的情况相似，当副开关230导通时，副绕组214中的磁化电流就会从漏极236流到源极239，对箝位电容器232充电。用箝位电容器232将变压器210的副绕组214上的电压基本上箝位在输入电压的量值。另外，副绕组214上的电压使OSFET D6构成的整流器234变成正向偏置，将储存在滤波电感器262中的能量释放给滤波电容器264和负载250。

在以上的每一个实施例中，箝位电容器和变压器的副绕组构成了一个谐振电路，因为箝位电容器回收了变压器的磁化能量，因此，变压器上的电压不会低于箝位电容器的电压。因此，变压器可以有效地复位，并且减少了作用在原开关上的应力。

在图4A-4D中进一步显示了本发明的这些特征。图4A表示了原开关(16，116，216)的定时图。如图中所示，波形是周期性的；在时间t1和t2之间，开关(16，116，216)是导通的，在时间t2到t4之间，开关(16，116，216)是断开的，在时间t4和t5之间，开关(16，116，216)再次导通。图4B表示了在原开关(16，116，216)的导通和断开周期内出现在变压器(10，110，210)的原绕组(12，11 2，212)上的电压。如图中所示，当原开关(16，116，216)导通时，也就是在时间周期t1和t2以及t4和t5之间的时间周期内，原绕组(12，112，212)上是高电压。当原开关(16，116，216)断开时，也就是在时间周期t2和t4之间的时间周期内，原绕组(12，112，212)上是低电压。

图4C表示了出现在图2A和3A中所示的原开关(16，116，216)上的电压。从波形中可见，在开关断开的时间t2和时间t4之间，电压维持在输入电压上不变，并且当开关在时间t4上再次导通时立即回到零伏。图4D表示在原开关(16，116，216)的导通和断开周期内出现在变压器(10，110，210)的副绕组(14，114，214)上的电压。如图中所示，在原开关(16，116，216)导通的t1和t2以及t4和t5之间的时间周期内，副绕组(14，114，214)上是高电压．在原开关(116，216)断开的t2和t4之间的时间周期内，副绕组(114，214)上是负电压。由于在箝位电容器(24，132，232)中储存了副绕组(14，114，214)释放出来的磁能量，该电压在原开关(16，116，216)断开的整个周期内是恒定的。这一负电压造成变压器中的磁通方向发生变化，这样就可以使变压器铁心复位。

从以上的图4A一4D中可见，上述实施例中的Dc至Dc转换器消除了常规转换器中普遍存在的不应有的空载时间。另外，在原开关断开期间出现在副绕组上的恒定电压可以使变压器铁心有效地复位。这样就提高了借助自身复位的功能，便于其自动完成自驱动同步整流，这种功能在负载上需要低输出电压和高功率密度的场合是有用的。

功率转换技术领域的趋势是要求低输出电压和高功率密度。同步整流和零电压切换也属于用来满足这些要求的技术内容。本发明的DC至DC转换器构成的整流器可以实现同步整流，在异相的工作状态下降低了Lc滤波器电路的输入电压。本发明进一步实现了自驱动同步整流，因为这种整流器是用变压器副绕组上的电压来驱动的。另外，本发明的复位技术改进了同步整流，因为自驱动同步整流的性能是由变压器铁心的复位来保证的。

本发明还可以实现零电压切换。在原开关再次导通之前，本发明利用变压器中的磁化电流将原开关上的电压降低到一个接近零伏的值。这样就大大降低了开关的功耗。

本领域的技术人员在不脱离权利要求书确定的本发明的精神和范围的条件下还可以对上述内容实现各种各样的修改。因此，本发明的范围并不仅限于以上的说明，而是由权利要求书的范围来确定的。