确定CDMA无线电接收机中加权系数的方法

摘要

一种确定码分多址(CDMA)无线电接收机中的加权系数的方法，接收所需RF信号的再现，响应所需RF信号的再现产生一组数据信号，响应所需RF信号的第一再现产生一组导标信号，测量总接收信号功率，响应一组数据信号、一组导标信号、和总接收信号功率，确定一组加权系数。

说明书

本发明大概涉及无线电接收机，更详细地、涉及到确定CDMA无线电接收机中加权系数的方法。

无线电系统向无线电用户单元的用户提供无线通信。一种具体的无线电系统是蜂窝无线电话系统。一种具体的无线电用户单元是蜂窝无线电话用户单元，有时称为移动站。蜂窝无线电话系统通常包括：耦合至一公共电话交换网(PSTN)和多个基站的一交换控制器。多个基站中的每一个通常划定一个最接近于基站的地理范围以形成覆盖区域。一个或多个移动站与接通移动站和公共电话交换网间的呼叫的基站通信。蜂窝无线电话系统的描述见于William C.Y.Lee博士的1989年的《移动蜂窝通信系统)》(MobileCellular Communications Systems)一书中。

一些移动站具有空间分集以改善由基站发送的通信信号的接收。分集采用设备冗余或倍份以在多径衰落条件下实现接收机性能改善。具体地说，空间分集用两个或更多的天线，这些天线由一相关于波长的距离物理的分隔开。在空间分集系统中，发射信号经过从发射机到接收机的两个天线的略微不同的路径。另外，可能有反射路径，其中由每个天线接收的发射信号也经过了自发射机的不同路径。经验表明，当反射路径通过干扰发射信号引起衰落时，由于这些不同路径，多径衰落的存在可能不同时影响两个接收信号到相同的程度。虽然从发射机到两个天线之一的路径可能引起发射和反射路径波的相位抵消(cancellation)，至另一天线的多径不太可能同时引起相位抵消。两天线正在接收完全相同信号的概率被称为相关因子。

已知的空间分集系统包括切换天线分集(SAD)、选择分集(SD)和最大比率合并分集(MRCD)。每个分集系统包括一控制器，该控制器具有被编程在那里以控制分集系统的算法。这三种分集系统的详细比较描述于Zdunek等人在加拿大，蒙特利尔举行的1978年IEEE加拿大通信和功率会议上发表的“简单切换分集接收机的最优化(On the Optimizationof Simple Switched Diversity Receivers)”中和Zdunek等人在1979年12月的IEEE通信会刊中发表的“切换分集接收机的性能和最优化(Performance and Optimization of Switched Diversity Receiver)”中。现在提供这三个分集系统的简要描述。

SAD使用两个天线，它们通过一单刀双掷射频(RF)开关耦合至同一接收机。控制器采样从每个天线接收的信号，在一时刻只将两个天线之一耦合至接收机。

SD使用两个天线和两个接收机，其中每个天线耦合至它自己的接收机。具有最高基带信噪比(SNR)的接收机被选为解调的信号。SD提供优于SAD的性能，因为接收机产生的信号能被比SAD更频繁的检测，并受到更少的切换瞬变。然而，SAD和SD共同的缺点是：在任一时刻只使用一个天线，而另一个被忽略。

MRCD也用两个天线和两个接收机，其中每个天线耦合至它自己的接收机。通过与其信噪比成正比地加权每个信号然后再相加，MRCD寻求利用来自每个天线的信号。相应的，在每个分集支路中的单个信号被同相和合并，使用了所有的接收信号，即使那些具有低信噪比的。然而MRCD的缺点是：MRCD的实现比SAD或SD更加困难和复杂。

一种具体的蜂窝无线电话系统使用扩频信令。扩频可被广意地定义为一种机制，通过它发射信号占用的带宽远远大于基带信息信号要求的带宽。扩频通信的两个类型是直接序列扩频(DSSS)和跳频扩频(FHSS)。这两种技术的本质是在一宽带宽(1-50MHz)上扩展每个用户的发射功率，以致于在每单位带宽的功率，以W/Hz计，是非常小的。

跳频系统通过避开干扰来获得其处理增益，而直接序列系统用一干扰衰减技术。对于DSSS，接收机的目的是从信号低于背景噪声电平的宽接收带宽中拾取发射信号。为此，接收机必须知道载波频率信号、调制类型、伪随机噪声码率、和码的相位，因为信噪比通常是负15至30dB。确定码的相位是最困难的。接收机用一称为同步的过程来从接收信号中确定码的起始点，以便解扩(despread)需要的信号而扩展所有不想要的信号。

与跳频相比，DSSS技术获得优良的噪声性能，代价是增加了系统的复杂度。通过与宽带伪随机码生成信号相乘，可以最容易的扩展信号的频谱。必须精确知道扩展信号，以便接收机可解调(即解扩)该信号。而且，必须在一码片(chip)时间(即部分或分数比特周期)内锁定并跟踪接收信号的正确相位。在接收端，使用一串行搜寻(search)电路。有两个反馈环，一个用于锁定正确码相位，另一个用于跟踪载波。为了锁定码相位，调节接收机中的码时钟和载波频率发生器，以便本地生成码相对于进入的接收码在时间上前移或后移。在相关器输出端产生最大值的点上，这两个信号被同步，意味着已获得正确码相位。然后，第二个环(载波跟踪环)跟踪载波的相位和频率以保证保持锁相。

用DSSS的蜂窝无线电话系统通常被称为直接序列码分多址(DS-CDMA)系统。该系统中的各个用户使用相同的RF频率，但通过使用各自的扩展码而被分开。

在DS-CDMA系统中，正向信道被定义为从基站到移动站的通信路径，反向信道被定义为从移动站到基站的通信路径。在热噪声有限条件下、在相当于0-20km/hr的低移动速度、及在可能进行软切换(handoff)的多覆盖区域，DS-CDMA正向信道性能不好。因此，正向信道通常限制系统容量。

通过在移动站的接收机上加搜集指(rake finger)，DS-CDMA的正向信道工作可被大大改善。由这些额外的搜集指提供的性能改善，通过最佳利用可分解延时扩展和软切换，能接近MRCD的性能。每个搜集指产生一解调的信号和一导标信号。通常，移动站测量为每一指解调的业务信道在中频(IF)带宽中的总接收功率(Io)、和每码片的接收导标功率(Ec)。确定每指的Ec/Io的比率，并作为随路业务信道的信噪比。该比率用于确定一加权函数以加权来自每一搜集指的相应的解调的业务信号。来自所有搜集指的加权的和解调的信号被合并和解码。因为由每个搜集指接收的信号是经不同传播路径的发射信号的副本，搜集指输出的合并也能视为一类分集。通过使用多个天线，接收机的分集增益可被进一步改善。通常可使用两个天线。在这样的接收机中，一个或更多的指被连至每个天线。所有指的输出被合并，就像只有一个天线的接收机。

然而，这种方法还有两个问题。总信号功率(Io)与总噪声功率不成正比，因为来自相同基站的导标信号和部分接收信号与所需信号正交。而且，来自两个小区的比率(Ec/Io)间的关系可能不反映相应业务信道信噪比间的关系。

遗憾的是，现场测试只测量了有显著可分解延时扩展的时间的很少的百分数，而且理论和模拟实验都示出在信号的非常有限的振幅范围上有软切换加强。结果，相对于具有天线分集并利用其所有指的反向信道，正向信道遭受性能降低。

因为帧错率(FER)发生是相关的，正向信道不仅具有减小的范围，而且信道质量比较差。而反向信道差错在时间上更随机，导致高质量话音。相关的基本原因是衰落信道的特性和正向信道功率控制环的低灵敏度(sluggishness)。

即使当用户单元接收机用多于一个天线实现天线分集时，现有技术加权系数确定的问题是：有时当把每个都具有各自的最大信噪比(SNR)的同相的和加权的信号相加时，不能使合并的信噪比最大。

因此需要确定CDMA移动站中加权系数的方法，它克服了现有技术的缺点并在DSSS系统中工作良好。

一种确定码分多址(CDMA)无线电接收机中加权系数的方法，该方法包括以下步骤：接收所需RF信号的第一再现；响应所述所需RF信号的第一再现，产生第一组数据信号；响应所述所需RF信号的第一再现，产生第一组导标信号；测量第一总接收信号功率；及响应所述第一组数据信号、所述第一组导标信号和所述第一总接收信号功率，确定第一组加权系数。

附图简要说明

图1示出用于一无线电系统中的移动站的框图；

图2示出在图1的移动站中确定加权系数的第一实施方案的流程图；

图3示出在图1的移动站中确定加权系数的第二实施方案的流程图。

图1示出用于无线电系统102中的移动站100的框图。无线电系统102通常包括多个基站，例如包括第一基站104和第二基站106。移动站100通常包括第一天线108、发射机部分110和接收机部分112。发射机部分110包括带通滤波器114、发射机116和麦克风118。接收机部分112包括第一前端接收机部分120和后端接收机部分122。第一前端接收机部分120包括带通滤波器124、中频(IF)变频器127、第一功率表137、第一搜集接收机126、第一加权系数确定器128和第一加权网络130。第一搜集接收机126包括第一搜集指132、第二搜集指134和第三搜集指136。后端接收机部分122包括一合并器138、一去交织器(deinterleaver)140、一解码器142、一信号处理器144和一扬声器146。移动站100还可包括第二天线148和第二接收机前端部分150。第二接收机前端部分150包括带通滤波器152、中频(IF)变频器153、第二功率表163、第二搜集接收机154、第二加权系数确定器156和第二加权网络158。第二搜集接收机154包括第一搜集指160、第二搜集指162和第三搜集指164。

在无线电系统102中，第一基站104发射第一所需射频(RF)信号166至移动站100，第二基站106发射第二所需射频(RF)信号170至移动站100。所需RF信号168是所需RF信号166的复制品，只是由于反射或相似原因被延时和衰减。所需RF信号170与所需RF信号166相同，只是来自第二基站106用于切换或相似目的。通常知道，移动站102需要在基站提供的覆盖区域内，以在其间提供有效通信。请注意，在典型的无线电系统中，可能有多于两个的基站和多于三个的所需RF信号，但是图1的无线电系统102已足以描述本发明。两个基站大概表示移动站100在第一基站104和第二基站106间的切换情况。

在移动站100中，第一天线108耦合至发射机部分110和接收机部分112。发射机部分110从天线108发射信号，接收机部分112接收来自天线108的信号。

在接收机部分112中，第一天线接收所需RF信号166、168和/或170的第一再现172。天线108耦合至带通滤波器124。带通滤波器124在一预定带宽上对所需RF信号的第一再现172滤波，以在线125产生滤波的信号。在优选实施方案中，预定带宽是1.25MHz。

在本技术中已知道，IF变频器127将在线125的滤波的信号从一射频变频至在线174的中频。IF变频器127的一例子大概公开于1989年McGraw-Hill出版的John Proakis的《数字通信》(DigitalCommunication)一书中，或1992年IEEE通信会刊中com-30卷，855-884页中Raymond L. Pickhotz等人的《扩频通信理论--指导书》(Theory of Spread Spectrum Communication-A Tutorial)中。在本技术中已熟知，IF变频器127的许多功能可在分立部件中或一集成电路(IC)中执行。

功率表137测量在IF变频器127的输出端的总接收功率Io。测量的总接收功率Io被送至第一加权系数确定器128。

第一搜集接收机126耦合至IF变频器127，并具有第一组搜集指132、134、和136，其中包括第一搜集指132、第二搜集指134和第三搜集指136。在优选实施方案中，有三个搜集指。然而，可以使用任何个搜集指。第一搜集指132在线176产生一接收信号x1，并在线178产生一导标信号p1。第二搜集指134在线180产生一接收信号x2，并在线182产生一导标信号p2。第三搜集指136在线184产生一接收信号x3，并在线186产生一导标信号p3。复数形式的接收信号x1、x2、和x3是表示所需RF信号166、168和/或170的第一再现172的解调的信号。接收信号x1、x2、和x3也被称为数据信号、业务信道信号和业务数据。也是复数的导标信号p1、p2、和p3相应于接收信号x1、x2、和x3。在本技术中已熟知第一搜集接收机126产生接收信号x1、x2、和x3和导标信号p1、p2、和p3的工作，如Addison-Wesley  出版公司于1995年出版的A.J.Viterbi的《CDMA-扩频通信原理》(CDMA-Principles of Spread  SpectrumCommunications)。

导标信号p1、p2、和p3，数据信号x1、x2、和x3，及总接收信号功率Io耦合至第一加权系数确定器128。第一加权系数确定器128在线188、190、和192产生第一组复数加权系数c1、c2、和c3。第一组复数加权系数c1、c2、和c3分别相应于接收信号x1、x2、和x3。第一组复数加权系数c1、c2、和c3用参照图2描述的第一种方法和参照图3描述的第二种方法确定。

第一加权网络130耦合至第一搜集接收机126和第一加权系数确定器128。第一加权网络130分别响应第一组复数加权系数c1、c2、和c3加权接收信号x1、x2、和x3，以分别在线194、196和198产生第一组复数加权的接收信号w1、w2、和w3。接收信号x1由加权系数c1加权，以产生加权的接收信号w1。接收信号x2由加权系数c2加权，以产生加权的接收信号w2。接收信号x3由加权系数c3加权，以产生加权的接收信号w3。第一加权网络130的工作是由相应加权系数ci(i＝1，2，...，n.)的复数共轭去乘每个xi(i＝1，2，...，n.)。所产生的加权的接收信号wi(i＝1，2，...，n.)，是第i个乘积的实部。

合并器138耦合至第一加权网络130，并合并第一组加权的接收信号w1、w2、和w3，以在线200产生一合并的信号。请注意，第一加权系数确定器128为了使在线200的合并的信号的信噪比(S/N)最大，根据图2和图3中的流程图，最优化第一组加权系数c1、c2、和c3。去交织器140耦合至合并器138，并适于去交织在线200的合并的信号，以产生去交织的信号202。解码器142耦合至去交织器140，并适于解码去交织的信号，以在线204产生一解码的信号。信号处理器144耦合至解码器142，并适于处理解码的信号，以在线206产生一还原的信号。扬声器146接收在线206的还原的信号，并将在线206的还原的信号转变为声音信号。本技术中已熟知合并器138、去交织器140、解码器142、信号处理器144和扬声器146的工作。

在优选实施方案中，第一搜集接收机126(包括解扩工作，I-Q解调、和同步)、第一加权网络130、合并器138、去交织器140、解码器142包括于一专用集成电路(ASIC)中，描述于IEEE1992年通用集成电路会议记录中，第10.2部分，第1-5页的《CDMA移动站调制解调器ASIC》(CDMA Mobile Station Modem ASIC)；和IEEE1992年通用集成电路会议记录中，第10.1部分，第1-7页的《CDMA数字蜂窝系统ASIC概要》(The CDMA DigitalCellular System an ASIC Overview)。在优选实施方案中，第一加权系数确定器128和信号处理器144通常是一微机，比如微处理器或数字信号处理器(DSP)。微机可以是MC68332微控制器，DSP可以是MC56156DSP；两种部件都由摩托罗拉公司制造和销售。

移动站100优选具有两个天线108和148。第二接收机前端部分150通过第二天线148，接收所需RF信号166、168、和/或170的第二再现208。第二接收机前端部分150为无线电用户单元100提供空间分集工作。第二接收机前端部分150的工作与第一接收机前端部分120的工作相同。请注意，对相似的元件和信号线用不同的标号，相似的信号标号用上撇号。这样，用参照图2描述的第一方法和参照图3描述的第二方法，确定第二加权系数确定器156的第一加权系数c′1、c′2、和c′3。第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156定义一合并的系数确定器210。响应于来自两前端部分120和150的导标信号p1、p2、p3、p′1、p′2、p′3中的至少一个，数据信号x1、x2、x3、x′1、x′2、x′3中的至少一个，及第一和第二总接收信号功率Io和I′o中的至少一个，合并的系数确定器210也能分别确定每一前端部分120和150的加权系数c1、c2、c3和c′1、c′2、c′3。

所需RF信号166、168和/或170的第一再现172及所需RF信号166、168和/或170的第二再现208向移动站100提供一样的信息。然而，因为第一天线108和第二天线148间的空间关系，相对于在另一天线接收的所需RF信号，在一天线接收的所需RF信号可能被延时和/或衰减。为了改善移动站100的接收，第一接收机前端部分120和第二接收机前端部分150的分集工作利用这些差异。

本领域的技术人员已熟知，在移动站100的分集接收机装置中可安装有二个以上天线。第一天线108和第二天线148通常包括任何可接收和/或发射RF信号的天线。在优选实施方案中，第一天线108和第二天线148是具有半λ波长的偶极子天线。本领域的普通技术人员已熟知，在无线电用户单元102中第一天线108和第二天线148的适当位置、空间和方向等。本技术中已熟知，第二天线148可位于移动站100的折叶部件上。

在优选实施方案中，第一天线108被认为是主天线，因为它耦合至第一接收机前端部分120和发射机部分110。第二天线148被认为是实现分集接收机功能的副(或替代)天线。发射机部分110不耦合至第二天线148。

无线电系统100通常指任何工作在RF信道上的通信系统。希望包括在本发明范围内的无线电系统包括，但不限于，蜂窝无线电话通信系统、双向无线电通信系统、和个人通信系统(PCS)。

在优选实施方案中，无线电系统100是蜂窝无线电话通信系统。在优选实施方案中，蜂窝无线电话通信系统是直接序列--码分多址(DS-CDMA)蜂窝无线电话通信系统。该系统的标准公开于1993年7月出版的《TIA/EIA/IS-95，双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站相容标准》(TIA/EIA/IS-95，Mobile Station-Base Station Compatibility Standardfor Dual-Mode Wide Band Spread Spectrum Cellular System)(以下称为“IS-95标准”)，这里作为参考。

在优选实施方案中，移动站100是一DS-CDMA无线电用户单元，它被设计为与前述IS-95标准中所描述的DS-CDMA蜂窝无线电话系统相容。移动站100可为本技术中熟知的多种形式，比如，车载单元、便携单元、或一移动单元。

在IS-95标准中，给出了用于命名移动站中数据单位的命名法。下面的表1描述了在CDMA移动站100中的各个数据单位间的时序关系。

                           表一单位          速率(seconds)    速率(symbols)   解释码片  chip    1.2288Mchip/s                    一发射位称为一码片码元  symbol  19.2ksym/s       64chips/symbol  中态位称为码元比特  bit     9.6kbit/s        2symbols/bit    卷积编码器是速率1/2PCG           800PCG/s         24symbols/PCG   功率控制组帧  frame     50Hz             192bits/frame   基本数据为一比特

DS-CDMA是用于扩频多址数字通信的技术，它通过使用特定的码序列来产生信道。DS-CDMA信号在出现高干扰电平时能且确实被接收。信号接收的实际限制视信道条件而定，但是前述IS-95标准中描述的DS-CDMA接收，能发生在出现比静态信道信号大18dB的干扰中。通常，系统工作于低干扰电平和动态信道条件下。

在本技术中已熟知，DS-CDMA蜂窝无线电话通信系统可被分为多个区或覆盖区域。在DS-CDMA系统中，通信频率在每个小区的每个区重复利用，由移动站100看来在给定频率上的多数干扰来自移动站100所在的小区以外的小区。

DS-CDMA基站收发信机用具有基本数据速率9600bits/s的信号与移动站100通信。然后该信号被扩展为1.2288Mhz的发射比特速率，或码片速率。扩展包括对数据位数字编码，它提高了数据速率，同时增加了DS-CDMA系统的冗余。然后将在该小区中所有用户的码片相加以形成一复合数字信号。然后该复合数字信号用已被滤波以限制信号带宽的四相移相键控(QPSK)调制形式发射。

当一发射信号被移动站100接收时，编码从所需信号上去除，使它回到9600bit/s的数据速率。当编码被用至其它用户的码时，不存在解扩；接收信号保持1.2288MHz的带宽。发射比特或码片与数据位的比是编码增益。根据IS-95标准，DS-CDMA系统的编码增益是128，或21dB。因为这个21dB的编码增益，对于静态信道，可以容许高于信号电平达18dB(低于编码增益后信号强度3dB)的干扰。

图2示出图1的移动站100中确定第一组加权系数c1、c2、和c3的第一实施方案的流程图250。

在步骤251，方法开始。

在步骤252，由图1的第一搜集接收机126和第二搜集接收机154解扩搜集指的所有导标信号。

在步骤253，由图1的第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156接收导标信号。

在步骤254，由图1的第一搜集接收机126和第二搜集接收机154解扩搜集指的所有业务数据信号。

在步骤255，由图1的第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156接收解扩的业务数据。

在步骤256，通过分别读IF滤波器127和153的输出端的功率，确定总接收信号功率Io和I′o。这分别由功率表137和163执行。

在步骤257，由分别位于第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156中的两个速哈达玛变换器(Hadamard transformers)(未示出)，从总接收信号功率(Io和I′o)中确定辐射能量。

在步骤258，由图1的第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156，从步骤253、255、256、和257接收的信号被在时间上平滑。这一步骤的目的是减小来自无线电信道噪声、接收机噪声和信号速率变化的损耗。

在步骤259，由图1的第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156，将来自相同基站的平滑的信号平均。这一步骤的目的是进一步减小来自无线电信道噪声、接收机噪声和信号速率变化的损耗。在两个加权系数确定器128和156中来自相同基站的数据优选在这一步骤合并(比如，来自基站106的平滑的导标信号p3和p′3被平均，以产生导标信号的估算值)。

在步骤260，由图1的第一加权系数确定器128和第二加权系数确定器156，计算参量Yj和Kj。

在步骤261，用以下方程确定第一组复数加权系数c1、c2、和c3： $>>c>1>=>>>>Y>104>>\times >p>>1>*>>>>>I>0>>->>K>104>>\times >E>[>|>p>1>>|>2>>]>\; >;>>>$ >>c>2>=>>>>Y>104>>\times >p>>2>*>>>>>I>0>>->>K>104>>\times >E>[>|>p>2>>|>2>>]>\; >;>>>$ >>c>3>=>>>>Y>106>>\times >p>>3>*>>>>>I>0>>->>K>106>>\times >E>[>|>p>3>>|>2>>]>\; >;>>>其中，$$$

符号(^*)表示复数共轭运算，

E[｜pi｜²]是pi的功率，

Io是在IF变频器127后的总接收信号功率，

Yj，Kj是与由第i个指解调的来自基站j的信号的功率分布有关的常数。

具体的，因子Yj由下式确定：该值被归一化为全效率(full rate)业务信道功率。

Kj可被预定，如下所示，或实时确定。通过对一组如下所示的相应导标和信号采样的模的平方进行平均，可计算导标pi和业务信号xi的导标的功率。理想的，Kj应是：因子Kj可以被设定为该比率的额定值。因为导标功率通常是总功率的20％，K＝5的选择是可接受的。或者，通过将信号174或212的快速哈达码变换在最强导标的采样相位上的输出相加，并在数帧上平滑该总和及导标，可估算总发射功率。然后，Kj等于这两个值的比值。又一次，来自多个辐射、两个天线和多个帧的输入可用于更精确的估算。

通过分别读在IF滤波器127和153的输出端的功率，确定总接收信号功率Io和I′o。该信号可在一个或多个帧上取平均。在实际的接收机装置中，总有自动增益控制(AGC)电路，该电路使总接收机功率在被模数转换器(ADC)转换至数字采样之前保持恒定电平。结果，Io是一取决于AGC和ADC的工作点的常数，本领域技术人员已知道这些。

在步骤261，第二组加权系数c′1、c′2、和c′3以如下所示的与第一组加权系数c1、c2、和c3相似的方式计算。 $>>>c>\prime >>1>=>>>>Y>104>>\times >>p>\prime >>>1>*>>>sup>>I>0>\prime sup>>->>K>104>>\times >E>[>|>>p>\prime >>1>>|>2>>]>\; >;>>>$ >>>c>\prime >>2>=>>>>Y>104>>\times >>p>\prime >>>2>*>>>sup>>I>0>\prime sup>>->>K>104>>\times >E>[>|>>p>\prime >>2>>|>2>>]>\; >;>>>$ >>>c>\prime >>3>=>>>>Y>106>>\times >>p>\prime >>>3>*>>>sup>>I>0>\prime sup>>->>K>106>>\times >E>[>|>>p>\prime >>3>>|>2>>]>\; >.>>>$$$

请注意，在现有技术中，Yj总为1，Kj总为0，以得出加权系数c1＝p1^*/Io、c2＝p2^*/Io、和c3＝p3^*/Io。第一实施方案通过对实际条件加以考虑来调节加权因子而改善了现有技术。由不同基站发射的信号可能不能在导标信号、业务信道信号和总信号功率间保持恒定关系。实际上，网络最优化常常与按条件需要改变这些关系相关。而且，来自不同基站的信号通常在不相等的功率电平接收。现有技术的不考虑上述条件的加权趋向于对所有指给出相等的加权，仅有的变化是导标能量pi，来对合并器138的各个信号加权。相反，优选实施方案确实考虑发射和信道条件，因此对输入合并器138的信号给出了更精确的加权。这能在切换期间引入高达2.0dB的性能改善。

通常，每个端口使用2-4个指，这些指可能分配为具有不平衡的配置(比如，有时，在一端口为4指，在另一端口为2指)。加权因子ci的分子将瞬时导标信道能量测量值转变为业务信道能量测量值(即：瞬时业务信道能量＝KjE[｜pi｜²])。基站104或106不是从接收信号中计算Kj的值，而是可以发送一包含Yj正确值的信息至移动站100。

在步骤262，通过第一组复数加权系数c1、c2、和c3，用第一加权网络130，对由第一搜集接收机126产生的第一组业务信道x1、x2、和x3加权。进一步，通过第二组复数加权系数c′1、c′2、和c′3，  用第二加权网络158，对由第二搜集接收机154产生的第二组业务信道x′1、x′2、和x′3加权。

在步骤263，用图1的合并器138，将由第一加权网络130和第二加权网络158产生的加权的信号合并，在线200产生合并的信号。

在步骤268，合并的信号200存储在图1的去交织器140中的去交织器缓冲器中。

在步骤269，判定去交织器缓冲器是否被填入。如果缓冲器被填入，流程继续至步骤264。如果去交织器缓冲器未被填入，流程返回步骤251。

在步骤264，用图1的去交织器140对合并的信号200去交织，以在线202产生去交织的信号。

在步骤265，用图1的解码器142对去交织的信号解码，以在线204产生解码的信号。

在步骤266，处理在线204的解码的信号，以在线206为扬声器146产生声音信号。

在步骤267，该方法结束。

图3示出图1的移动站100中确定第一组加权系数c1、c2、和c3的第二实施方案的流程图300。

现有技术的加权系数确定的问题是：有时当把每一个都具有各自的最大信噪比(SNR)的同相的和加权的信号相加时，合起来却不能使信噪比最大。当出现干扰时，更有利的是消除干扰信号，而不是使各个信号的SNR最大。通常，最好的决定可能是：不旋转得足以完全消除干扰，而是只足以使在线200的合并的信号的SNR最大。

在步骤301，该方法开始。

在步骤302，由图1的搜集指132、134、136、160、162和164解扩导标信号的所有指。

在步骤303，由图1的加权系数确定器128和156接收解扩的导标信号。

在步骤306，由图1的搜集指132、134、136、160、162、和164解扩业务数据的所有指。

在步骤307，由图1的加权网络130和138接收解扩的业务数据。

为了解释如何根据最小均方误差准则(MSE)在合并器输出端优化合并两个天线的指，令x_i(k)和p_i(k)分别表示接收第k个码元的信号的第i个指的解扩的数据和导标输出。第一、第二、和第三指连接至第一天线，第四至第六指连接至第二天线。这样，在时间n的二相移相键控(BPSK)数据码元的估算值由下式的实部给出： $>>>\Sigma >i>>>c>i>>>(>n>)>>\times >>x>i>>>(>n>)>>,>>>其中，c$_i(n)为合并系数。如果我们解码QPSK信号，应使用上式的实部和虚部。优化信道系数应在合并器输出端最小化均方误差。为实现该目的，信道系数应最小化下式的均方值： $>>A>->Re>[>>\Sigma >i>>>c>i>>>(>n>)>>>p>i>>>(>n>)>>]>,>>>其中A是任意常数。$

在步骤305，解出系数ci的简单方法是用如下的最小均方(LMS)算法。如果在实施中使用最小均方(LMS)算法，应用下面的方程(1)和(2)来计算系数矢量C(n)。它按下式递推计算：

    C(n)＝C(n－1)＋Δe(n)p^*(n)        (1)其中C(n)是系数矢量，定义为：

    C(n)＝[c₁(n)，…c_M(n)]^t，p(n)是导标信号矢量，定义为：

    p(n)＝[p₁(n)，p₂(n)，…，p₆(n)]^t，e(n)是在步骤304确定的自适应(adaptation)误差，定义为： $>>e>>(>n>)>>=>1>->>\Sigma >i>>[>>c>i>>>(>n>)>>\times >>p>i>>>(>n>)>>]>.>->->->->->->->>(>2>)>>>>$

在这些方程中，“t”和“*”分别代表转置和复数共轭运算。

或者，在步骤305，当信道条件快速改变，比如，用在汽车上，希望该自适应算法能跟踪快速信道变化。在这种情况下，可用更复杂的算法，比如加权的最小平方算法，来确定最优化合并系数以产生一更好的性能。这样的算法是最小平方(LS)算法。LS算法示于计算系数矢量C(n)的方程(3)、(4)、和(5)中。

通过解如下的矩阵方程，来计算加权系数矢量C(n)：

    C(n)＝R^-1(n－1)r(n)，    (3)其中， $>>R>>(>n>)>>=over>>\Sigma >>k>=>0>>>L>->1>over>>w>>(>k>)>>>p>*>>>(>n>->k>)>>>p>t>>>(>n>->k>)>>,>->->->->->>(>4>)>>>>和$ >>r>>(>n>)>>=>Aover>>\Sigma >>k>=>0>>>L>->1>over>>w>>(>k>)>>>p>*>>>(>n>->k>)>>,>->->->->->>(>5>)>>>>其中，A是任意常数，且L是积分时间。$$

在这些方程中，w(k)是一加权函数，应根据信道的衰落特性来选择它。在大多数情况下，我们可简单的令w(k)＝1，在性能中没有明显损失。这样的窗函数习惯上称为矩阵窗。窗的另一常用形式是所谓指数窗，w(k)＝b^k，其中0＜b≤1。又一次，第n个BPSK数据码元按如上所述根据下式计算： $>>>\Sigma >i>>>c>i>>>(>n>)>>\times >>x>i>>>(>n>)>>,>>>如果我们解码QPSK信号，应用上式的实部和虚部。$

熟悉该技术状况的人已熟知，当使用指数或矩阵窗时，系数矢量C(n)可以被递推计算，而不需要解矩阵方程。

在步骤308，通过第一组复数加权系数c1、c2、和c3，用第一加权网络130，对由第一搜集接收机126产生的第一组业务信道x1、x2、和x3加权。进一步，通过第二组复数加权系数c′1、c′2、和c′3，用第二加权网络158，对由第二搜集接收机154产生的第二组业务信道x′1、x′2、和x′3加权。

在步骤309，用图1的合并器138，将第一加权网络130和第二加权网络158产生的加权的信号合并，在线200产生合并的信号。

在步骤314，合并的信号200存储在图1的去交织器140中的去交织器缓冲器中。

在步骤315，判定去交织器缓冲器是否被填入。如果缓冲器被填入，流程继续至步骤310。如果去交织器缓冲器未被填入，流程返回步骤301。

在步骤310，用图1的去交织器140对合并的信号200去交织，以在线202产生去交织的信号。

在步骤311，用图1的解码器142对去交织的信号解码，以在线204产生解码的信号。

在步骤312，处理在线204的解码的信号，以在线206为扬声器146产生处理的信号。

在步骤313，该方法结束。

虽然第一和第二实施方案是参照CDMA移动站描述的，它们也能在基站中实施。第一和第二实施方案特别适合于这样的基站中：如IS-95标准所规定的，其反向信道具有与正向信道相似的结构，或者当反向信道具有较少干扰时。