具有小磁滞回线操作的电流互感器的直流与交流电流传感器

摘要

本发明涉及一种用于线路电流的非接触测量的电流检测器。通过对电流互感器铁芯上的检测绕组提供高频反向电压的电路检测电流，用来在每个高频周期至少一次把互感器驱动进入其线性区域。当互感器在线性区域时对通过检测绕组的电流采样。最好在接近被加到检测绕组的电压的反向时刻对电流采样，并选择具有较低绝对值的采样作为和线路电流成比例的采样。

说明书

对相关申请的相互参照

本申请涉及由Wen-Jian Gu等申请的序列号为08/159,394名称为ISOLATED CURRENT SENSOR FOR DC TO HIGH FREQUENCYAPPLICATION的共同未决专利申请的主题，并涉及由Howard Pein，Gregory T.Divincenzo，Paulo p.Cadeira，Wen-Jian Gu和StephenL.Wong申请的转让给本申请的受让人的序列号为08/，名称为ELECTRONIC PROCESSING UNIT，AND CIRCUIT BREAKERLNCLUDING SUCH A UNIT的同时提交的专利申请。

本发明的背景

1.发明领域

本发明涉及用于电流的“非接触”测量的装置和电路，其输出是与被测电流的导体电气绝缘的电信号，更具体地说涉及一种不需要复杂的温度补偿或昂贵的、要求严格的半导体或磁元件的传感器。

一种非常简单的这种装置是所谓电流互感器，它具有带有线路电流绕组和二次绕组的互感器铁心。二次绕组端接低值电阻，从而使从线路看的阻抗非常小。通常初级侧只具有少数的几匝，或可以简单地由通过铁心开孔的一段具有绝缘长度的线路导体作为一匝线圈构成。对初级线圈提供足够的绝缘使得具有高的击穿电压并且可以忽略一次侧和二次侧之间的漏电流是相当容易的；并且这种互感器不受温度的影响，是相当稳定的，因而只要铁心中的磁通不接近饱和就具有非常精确的已知的电流比。不过在起始的瞬变之后，在线路电流中的直流分量不能被二次侧的相应的分量反映；非常低频的测量要求大的铁心；并且在线路电流中相当低的直流分量(激励电流的峰值的量级)至少在每个交流周期的一部分会引起铁心充分饱和，从而使得即使交流分量也不再精确地被二次绕组两端的电压镜像反映。

如果要用电流传感器作为电路断路器中的触发信号源，使得额定值容易被改变，则希望传感器按直流操作，即使电源是交流的。还希望可以对于直流操作规定电子触发断路器的额定值，那么必须进行直流的精确测量。对于这种应用，或任何涉及直流或甚低频的应用，则需要其它类型的非接触电流传感器。

2.现有技术的说明

已知类型的可按直流操作的电流传感器使用霍尔效应传感器。然而，它们对温度和位置相当敏感，并且例如当用于比较两个不同导体中的电流时则需要高的精度因而可能要求昂贵的校准。

最近的发展涉及有源电流平衡电路，它使用由高额交流在饱和磁通值之间驱动的互感器铁心。

专利U.S.4,276,510中描述了一种电流传感器，尤其适用于接地故障检测，其中高频开关电路交替地向电流互感器铁心上的具有中心抽头的二次绕组的两端施加直流电压。选择电压值使得驱动铁心刚好到达B-H曲线的拐弯处，几乎饱和。通过这两个半个绕组的激磁电流在时间上不同，但幅值相等，如果在铁心中由于线路电流(或接地故障)而没有磁通。如果激磁电流不相等，则表示在两个激磁电流峰值附近的电感不同。用差动放大器检测电流的差值，用此差值产生一施加于第三绕组上的电流以抵消线路电流的影响。通过第三绕组的电流成为线路电流或接地故障电流的量度。

专利U.S.4,914,383中描述了一种有些类似于专利510的电流测量电路，但交替地并沿相反的方向提供通过二次绕组的电流，以便使铁心脱离饱和。在一个方向上二次绕组由要被测量的导体中的电流供电，而在另一个方向上则由电池获得电源。

在专利U.S.4,899,103中还公开了另一种非接触电流传感器。在交错的半个二次绕组中产生高频交流电流，并在铁心磁通接近饱和时被反向。计数器计算在两个方向上达到这个值所需的时间；计数的差便是在一次侧电流(线路电流)的量度。

还有另一种传感器由K.Harada和H.Sakamoto在“CurrentSensor with a Small Saturable core and Mosfets”，IEEETransactions on Magnetics，Vol.24，no.6(Nov.1988)中披露了。这种装置利用当铁心饱和时电流急剧增加从而使晶体管自触发导通。二次线圈对开关电路提供触发电压，这就是所谓的晶体管铁心多谐振荡器。

这篇文章中描述的铁心使用坡莫合金80铁心，它直到某一磁通以前具有高的导磁率，然后呈现非常急剧的饱和。

这种Harada/Sakamoto电路的缺点在于，它不能精确地检测接近开关频率的电流分量，这是因为为了减少电流尖峰的影响需要滤波。此外，因为需要必须由金属带绕成的急剧饱和的铁心，所以电路的费用太高。

另一种电流传感器的电路由Craig Sullender在“MagneticCurrent Sensor for Space Station Freedom”，IEEE Transactions onPower electronics，Vol.8，no.1(January，1993)中描述了。在这些电路中，通过铁芯的补偿电流的转变在预定的时间间隔发生，而不响应急剧饱和的电流尖峰。为了减少检测电路中的功率消耗，当检测电阻两端的电压达到预定值时，提供幅值足够大的电压脉冲，以使铁心沿相反磁通方向进入饱和。然后除去电压脉冲，通过补偿绕组的电流便很快地下降到平衡线路电路的值(除去小的激磁电流之外)。检测电阻两端的电压的采样则和线电流成比例。

为了测量双向电流，需要两个驱动器，一个连接于补偿线圈的每一端，用于沿相反方向驱动电流，还需要两个检测电阻，每个与相应的比较器相连。每个检测电阻与相应的采样和保持电路相连。

为了保证正被测量的电流是实际上平衡线路电流(即没有返送)，需要提供这样的每个电压脉冲，其幅值和持续时间能确保在交替的方向上饱和，即使流过大的过电流。

象上述的Harada/Sakamoto的电路一样，Sullenger电路涉及在每个方向上的尖的电流脉冲，并具有大的功率消耗。

本发明的总体方案

本发明的目的在于用非接触电子/磁传感器使用简单的线路精确地测量频率为从直流到高频的电流。

本发明的另一个目的在于提供一种可以使用廉价磁心的电流传感器。

本发明还有一个目的在于提供一种不需要连续地补偿线路电流的影响的并没有苛刻的定时要求的电流传感器。按照本发明，线路电流由对在电流互感器上的检测绕组提供高频反向电压的电路检测，所述高频反向电压在每个高频周期内至少一次是以驱动互感器从由线路电流引起的饱和到其线性区域。通过反向施加于检测线圈的电压，对于电压的一个极性的电流使电流流动，从而帮助由于任何线路电流流动产生的磁通。如果线路电流是可观的，则互感器铁心已经处于饱和或被驱动进入饱和。在随后的施加的电压的反极性部分期间，检测电流被驱动一段时间，足以使互感器磁通到饱和值以下，这样便产生小的磁滞回线。

当互感器处于线性区域时通过检测绕组的电流被采样。最好大约在被施加于检测绕组的电压的两个连续的反向时刻对电流采样，并选择具有较低绝对值的采样作为与线路电流成比例的采样。

附图的简要说明

图1是按照本发明的传感器的简化的原理图，

图2表示对于零线路电流沿B-H曲线的激磁路径，

图3是零线路电流时的电压和检测电流的波形图，

图4是对于零线路电流沿B-H曲线的激磁路径，

图5是对于零线路电流电压和检测电流的波形图，

图6是图1所示传感器的原理图的详细电路图，以及

图7是可被在图6的电路中使用的信号选择器的电路图。

优选实施例的说明

考虑简单形式下的电流传感器10只具有4个元件：方波或其它反向电压源12，隔直电容器C_b，检测电阻R_s和电流互感器15。电流互感器15具有由适用于线性电流互感器的材料制成的铁心16，流过线路电流i_B的线路绕组17，和流过检测电流i_s的检测绕组18。电压源12，隔直电容C_b，检测电阻R_s和电流互感器15的线路绕组17相互串联。

方波电压源在频率HF下操作，该频率至少是所要测量的线路电流的最高频率分量的频率的两倍，方波电压源并具有当线路电流为零时，使铁心磁通在如图2所示的范围ΔB内改变的峰值电压。所述的范围这样选择，使得磁通值a和c总是小于铁心开始饱和时的值Bs。为了提供高精度的电流检测和对于小的线路电流的灵敏度，希望产生饱和磁通Bs所需的磁场强度Hs尽可能地小。这要求铁心16应当具有高的导磁率。高灵敏度也要求ΔB小，不过，如果需要能够测量很高的线路电流，例如流过断路器的极端的过电流，则ΔB应该较大，例如当线路电流为零时足以覆盖±0.8Bs的范围。

图3表示对于零线路电流的电压源和检测电流的波形。本领域的普通技术人员会理解，控制电流i_s的波形是三角波，其峰值发生在方波的转变时刻a和c。在零线路电流的情况下，检测电流i_s以其中点b为对称。

图4和图5表示铁心磁通经过的区域以及对于具有足以使铁心进入深饱和的值I_DC的线路电流i_L的检测电流。在沿着一个方向驱动检测电流i_s以补偿由于线路电流i_L产生的磁通的方波的半周期间，检测电流将沿补偿方向增加，直到由检测电流i_s产生的磁场强度近似等于由线路电流i_L产生的磁场强度为止，从而使铁心不再饱和(在图4、图5中的时刻a)。忽略激磁电流，因为它很小，则有i_sN_s＝i_LN_L。

当方波电压转变时，检测电流i_s将开始以图3所示的同一斜率上升，并且在铁心中的磁通B也向着饱和值B_s上升并经过饱和值B_s。如图5所清楚地表示的，一旦铁心磁通大于其饱和值B_s，检测电流i_s则在时刻c极快地上升到峰值，此时电压源再次转变。因为当铁心深度饱和时的电感小，这峰值将具有比以前的转变时刻的值大得多的绝对值。在转变之后，检测电流i_s将快速下降，并且反向，直到铁心磁通近似等于B_s为止，然后沿补偿方向逐渐增加至到时刻a。这便完成了一个高频周期。

因为方波电压的时间积分对于零线路电流(图2和图3)和i_L＝I_DC的情况下是相同的，所以净磁通变化ΔB也相同。只要线路电流不是太高，从而峰值磁通不超过B_s＋ΔB，则在转变时刻当下一个高频的半周期帮助线路电流时，检测电流i_s＝i_L(N_L/N_s)。显然，这也表明要选择的铁心材料在饱和曲线中应具有足够急剧的拐点，在必须测量的最大电流下，B＜3B_s。

本领域的普通技术人员将会理解，如果线路电流为I_DC，那么检测电流曲线当相对于方波电压描绘时将应具有和图5所示的相同的形状，但极性相反，并在时间上移动1/2周期。因此，不管线路电流的极性，如果检测电流在电压转变的时刻被采样，则两个检测电流采样的较低的一个(绝对值)为线路电流的精确的量度。

电路10的一个最佳实施例如图6所示。方波电压源的功能由以全桥结构连接于直流电压源V_DC的开关晶体管Q1、Q2、Q3和Q4提供。开关晶体管Q1-Q4的控制极和两个半桥驱动器21、22的各个输出端相连，两个半桥驱动器21、22接收方波振荡器24的互补的输出。这种直流开关电路的操作是普通的，不再另作说明。

检测电阻R_s两端的电压作为输入信号连接于差动放大器26，其输出被送到两个采样和保持电路31和32。对采样和保持电路31、32的时钟输入分别由单稳电路33、34提供，其输入端分别和晶体管Q3、Q2的控制极相连。两个采样和保持电路的输出作为输入信号连接于信号选择器电路36，其输出是和线路电流i_L成比例的信号。

图6电路的操作和对照图1说明的相同。振荡器24通过驱动器21、22使交替的晶体管对Q1、Q3和Q2、Q4导通，从而使电源电压V_DC以反向的方式加于隔直电容器C_b、电流互感器15的检测绕组18以及检测电阻R_s的串联电路，单稳电路33、34使采样和保持电路31、32在施加于串联电路的电压的交替反向时刻采样差动放大器26的输出。信号选择器选择具有较小绝对值的输入采样，并提供这一输入采样(保留其符号)的值作为输出或电流信号。

信号选择器的一种形式如图7所示。因为在高频电压V_HF的一个边沿的采样总产生一个正的信号，在另一个边沿的采样总产生负信号，所以为了控制的目的没有关于极性的不确定性。这样，正的采样用V+表示，负的采样用V-表示。负采样V-在反相放大器40中被反相并被加于差动放大器42的负输入端，同时正的采样V+被直接加于正的输入端。如果|V+|＞|V-|，则放大器42的输出Vd为正，同时相反极性的线路电流将产生|V+|＜|V-|和Vd＜0。

放大器42的输出Vd被分别送到比较器44、45的正负输入端，其另一输入端接地。结果，对于每一对采样，一个比较器输出将为高，而另一个将为低。比较器44、45的输出V_c2和V_c1作为控制信号被送到各个开关电路46和47，其输出又和差动放大器48的正负输入端相连。放大器48的输出是精确的电流采样。

为实现这一电路，可以使用开关IC例如4016型或4066型。如果希望正的输出以便表示电流的绝对值，则可以使用求和放大器或模拟加法器代替差动放大器48。另外，可以使用模拟数据选择器IC例如4529型代替开关和放大器48，以便提供正的输出。另外，显然反相放大器40可以加在图6中一个采样和保护电路的前面。

本领域的普通技术人员可以理解，本发明披露的电路可以有不同的方式进行操作，例如电压源不必是方波。为了产生最小的电磁噪声或因为其它原因，可能希望使用具有圆形边沿的波形，或甚至是正弦波。在对十分不规则的随后发生的线路电流波形具有轻微的影响的条件下，电压源可以是不对称的，只要它在每个高频周期驱动磁通进入非饱和区域一次即可。采样不必精确地发生在电压反向(过零)时刻，只要在磁通处于非饱和区域时发生即可。电流互感器的铁心不一定是线性的，只要具有足够的高导磁率区域使得相当于图3所示的激磁电流在考虑变压器匝数比之后小于在测量线路电流时所需的分辨力即可。虽然最好有隔直电容，因为它能消除由于非线性或由于反向电压驱动中的不对称而引起的在检测电路中累积直流电流，但在许多应用中隔直电容可以省略。因而，本发明必须只由所附的权利要求进行限定。