超外差接收电路和超外差接收机

摘要

本发明提供一种超外差接收机，借此使不希望的辐射减至最少。该接收机包括压控振荡器，用于形成其频率等于目标FM信号载频n倍的振荡信号，及一分频器，用于将振荡信号分频成载频。该接收机还包括一对第一混频器，用来自分频器的信号将目标接收的信号频率转换成作为第一本振信号的一对第一中频信号，以及一对第二混频器，用第二本振信号将第一中频信号转换成第二中频信号。该接收机还包括解调器，用于将第二中频信号解调成原信号。

说明书

本发明涉及超外差接收电路和超外差接收机。

已知一种方法，其中在超外差型接收电路或接收机中，本振被调节使其等于所收信号的频率，以使中频为零。

在采用上述方法的地方，接收电路的大部分元件可集成在一个IC芯片中，结果，尺寸和重量减轻，特性未变，且接收机的成本降低。

但采用上述方法的接收机，由于本振频率等于接收信号的频率，则从本振电路漏出的本振信号经混频电路到达天线端以使不希望的辐射电平增加。

本发明的目的在于提供一种超外差接收电路和超外差接收机，借此使不希望的辐射减至最小。

为了达到上述目的，本发明提供一种超外差接收电路，它包括：压控振荡器，用于产生振荡信号，其频率等于目标接收信号载频的几倍或1/n，其中n大于1；分频器或倍乘器，用于将振荡信号的频率分成或倍乘使其等于载频的频率；第一混频器，用于将目标接收的信号与从所述分频器或倍乘器上输出的作为第一本振信号的分频后的或倍乘后的信号相混频，以产生第一中频信号；第二混频器，用于将第一中频信号与第二本振信号混频以产生第二中频信号；以及解调器，用于对第二中频信号解调，以产生原信号。

根据本发明的另一方面，所提供的超外差接收机包括：天线，用于产生所接收的信号；滤波器，用于接收从天线上接收的信号；压控振荡器，用于产生振荡信号，其频率等于目标接收信号载频的几倍或1/n，其中n大于1；分频器或倍乘器，用于将振荡信号的频率分成或倍乘使其等于载频的频率；第一混频器，用于将滤波器的输出信号与从所述分频器或倍乘器上输出的作为第一本振信号的分频后的或倍乘后的信号相混频，以产生第一中频信号；第二混频器，用于将第一中频信号与第二本振信号混频以产生第二中频信号；以及解调器，用于对第二中频信号解调，以产生原信号，其中滤波器能使目标接收的信号通过，使来自压控振荡器的振荡信号不能通过。

在超外差接收电路及接收机中，第一本振电路的振荡信号并未经混频器漏到天线上，结果，可减少来自天线的不希望的辐射。此外，可有效地减少从原接收的信号中的损失，最终使产生不希望辐射的振荡信号的衰减提高并减少从原接收的信号中的损失。

此外，若具有几倍频率的振荡信号从压控振荡器漏到第一混频器上，甚至频率为几倍频率的强信号存在，原接收的信号也不受此信号干扰。此外，超外差电路或接收机的大部分元件可集成在单一芯片中。再者，滤波器可被自由调节。

图1为超外差接收机的方框图，该接收机包括表示本发明优选实施例的超外差接收电路；

图2为电路图，示出图1所示带通滤波器的一种形式；

图3A和3B为示意图，示出图2所示电路的特性；

图4A和4B为示意图，示出图1所示电路的工作；以及

图5A和5B为示意图，示出图1所示电路的另一种操作。

见图1，示出其中利用了本发明的低功耗的无绳电话机手机的接收电路。

接收电路由10表示，在图1中由1表示的由点划线框出的接收电路10的那些零件都集成在一个单片IC中。接收电路10形成为双超外差型和直接变换型电路。

具体讲，发收天线2经包括带通滤波器(BPF)3、端子T11、高频放大器11、端子T12和另一BPF4的信号通路接到端子T13上。

在此实例中，BPF3的构造可如图2所示那样构成。见图2，并联谐振电路3A由在BPF3的输入端和输出端之间的线圈L1和电容C₁及串联的电容C₄形成，另一线圈L₂和另一电容C₂形成另一并联谐振电路3B，再一线圈L3和再一电容C₃再形成一并联谐振电路3C。谐振电路3B和3C的各一端接电容C₄的两端，且其另外一端都接地。

应当注意，无绳电话座机所用下行信道的带宽约为380.2MHz-381.3MHz。且下行信道的中心频率由fd表示(fa380.7MHz)，电路3A的谐振频率约为2fd，并联谐振电路3B和3C的中心频率均在频率fd附近。

因此，BPF3的频率特性如图3A所示，它使对中在频率fd的所有下行信道信号通过BPF3，并约在频率2fd处有陷点。

BPF4也类似于BPF3而构成，并且有类似的频率特性。

因此，从天线2到端子T₁₃的总频率特性如图3B所示，它使所有下行信道信号通过，并在约为2fd的频率处有一带阻。

再参见图1，若下行信道的FM信号Sr(载频fr)从座机发到手机，则它由天线2所接收，并通过包括BPF3、端子T₁₁、高频放大器11、端子T₁₂和BPF4组成的信号通路加到端子T₁₃上。

加到端子T13上的FM信号Sr随后加到正交变换的I轴和Q轴的一对第一混频器12和22上。

锁相环(PLL)30由压控振荡器(VCO)31、可变分频器32、相位比较器33和低通滤波器(LPF)34组成并产生振荡信号S₃₁，其频率等于将被接收的FM信号Sr的载频frn倍的频率。例如在图1的接收电路10中，n＝2，PLL₃₀产生振荡信号S₃₁，其频率等于载频的两倍，即2fr频率。

VCO₃₁上的振荡信号S₃₁加到可变分频器32上。与此同时，与将被接收的下行信道的信道号对应的分频比N的数据经过端子T15进入可变分频器32。这样，振荡信号S₃₁由可变分频器32将其频率1/N分频，再将分频后的信号加到相位比较器33上。

这时，振荡器40产生诸如为14.4MHz的稳定频率的振荡信号S₄₀作为基频信号。振荡信号S₄₀加到分频器45上，由此分频器45将信号分成频率为振荡信号S₄₀的1/576的信号S₄₅，也就是说信道间隔为25KHz。信号S₄₅作为基频信号加到相位比较器33上。33的比较输出作为控制电压经LPF34加到VCO₃₁上。

VCO₃₁由此产生其频率为将被接收的FM信号的载频fr两倍的频率2fr的振荡信号S₃₁。

振荡信号S₃₁加到分频器41，由此将信号分成其频率为S₃₁的频率一半的信号S₄₁，也就是说，频率等于将被接收的FM信号Sr的载频fr。

信号S41作为第一本振信号加到混频器12，并再加到相移器42上，在42上将相位移动π/2。相移器42上的相移后的信号S₄₂作为第一本振信号加到混频器22上。

因此，如图4A所示，所接收的信号Sr在其下边带具有一信号分量S_a，在其上边带具有一信号分量S_b。

其中所接收的信号S_r的载频(角频)由ω_o表示，它等于2πfr，信号分量S_a的角频率由ω_a表示，它低于ω_o，信号分量S_a的幅度由E_a表示，信号分量S_b的幅度由E_b表示，且Δω_a＝ω_o－ω_a，Δω_b＝ω_b－ω_o，  S_a和S_b可由下式表示：

S_r＝S_a＋S_b

S_a＝E_a·Sinω_at

S_b＝E_b·Sinω_bt

此外，第一本振信号S₄₁和S₄₂的幅度由E₁表示，它由下式给出：

S₄₁＝E₁·Sinω_ot

S₄₂＝E₁·cosω_ot

因此，混频器12和22的输出信号分别由S₁₂和S₂₂表示，输出信号S₁₂和S₂₂由下式给出：

S₁₂＝S_r·S₄₁

＝(E_a·sinω_at＋E_b·sinω_bt)×E₁·sinω_ot

＝α_a{-cos(ω_a＋ω_o)t+cos(ω_o－ω_a)t}＋α_b{-cos(ω_b＋ω_o)t+cos(ω_b-ω_o)t}

＝α_a{-cos(ω_a＋ω_o)t＋cosΔω_at}＋α_b{-cos(ω_b＋ω_o)t＋cosΔωb_t}

S₂₂＝S_r·S₄₂

＝(E_a·sinω_at＋E_b·sinω_bt)×E₁·cosω_ot

＝α_a{sin(ω_a＋ω_o)t-sin(ω_o－ω_a)t}＋α_b{sin(ω_b＋ω_o)t＋sin(ω_b－ω_o)t}

＝α_a{sin(ω_a＋ω_o)t－sinΔω_at}＋α_b{sin(ω_b＋ω_o)t＋sinΔω_bt}

α_a＝E_a·E₁/2

α_b＝E_b·E₁/2

由于上面表达式中角频Δω_a和Δω_b的信号分量需要中频信号，信号S₁₂和S₂₂加到LPF₁₃和23上，从其上提取出角频Δω_a和Δω_b的信号分量分别作为第一中频信号S₁₃和S₂₃。第一中频信号S₁₃和S₂₃分别由下式给出：

S₁₃＝α_a·cosΔω_at＋α_b·cosΔω_bt

S₂₃＝-α_a·sinΔω_at＋α_b·sinΔω_bt

应注意，在此例中，信号S₁₃和S₂₃为可从上式和图4A中得出的基带信号。或者，信号S₁₃和S₂₃为其中频为0的第一中频信号。

信号S₁₃和S₂₃分别加到正交的I轴和Q轴的一对第二混频器14和24上。

此外，振荡器40的振荡信号S₄₀加到分频器43上，由此分频器将信号分频成信号S₄₃，其频率等于上限频率的几倍，例如约55KHz的频率，它为振荡信号S₄₀的1/262。信号S₄₃作为第二本振信号加到混频器14和移相器44上，由移相器44将其移相π/2。移相器44上的最终的移相后的信号S₄₄作为第二本振信号加到混频器24上。

因此，第二本振信号S₄₃和S₄₄的幅度由E₂和等于2πf_s的ω_s表示(f_s55KHz)，信号S₄₃和S₄₄分别如下给出：

S₄₃＝E₂·Sinω_st

S₄₄＝E₂·cosω_st

其中混频器14和24的输出信号分别由S₁₄和S₂₄表示，它们分别如下给出：

S₁₄＝S₁₃·S₄₃

＝(α_a·cosΔω_at＋α_b·cosΔω_bt)×E₂·sinω_st

＝β_a{sin(Δω_a＋ω_s)t－sin(Δω_a－ω_s)t}＋β_b{sin(Δω_b＋ω_s)t－sin(△ω_b－ω_s)t}

S₂₄＝S₂₃·S₄₄

＝(-α_a·sinΔω_at＋α_b·cosΔω_bt)×E₂·cosω_st

＝-β_a{sin(Δω_a＋ω_s)t＋sin(Δω_a－ω_s)t}＋β_b{sin(Δω_b＋ω_s)t＋sin(Δω_b－ω_s)t}

β_a＝α_a·E₂/2

β_b＝α_b·E₂/2

若信号S₁₄和S₂₄转变之后，频率就可能不是负值，则下式为：

S₁₄＝β_a{sin(Δω_a＋ω_s)t＋sin(ω_s－Δω_a)t}＋β_b{sin(Δω_b＋ω_s)t＋sin(ω_s－Δω_b)t}

   ＝β_a·sin(ω_s＋Δω_a)t＋β_a·sin(ω_s－Δω_a)t

     ＋β_b·sin(ω_s＋Δω_b)t＋β_b·sin(ω_s－Δω_b)t

S₂₄＝-β_a{sin(Δω_a＋ω_s)t－sin(ω_s－Δω_a)t}＋β_b{sin(Δω_b＋ω_s)t－sin(ω_s－Δω_b)t}

   ＝-β_a·sin(ω_s＋Δω_a)t＋β_a·sin(ω_s－Δω_a)t

     ＋β_b·sin(ω_s＋Δω_b)t－β_b·sin(ω_s－Δω_b)t

随后，信号S₁₄和S₂₄加到加法器15，从中得到附加信号S₁₅；

S₁₅＝S₁₄＋S₂₄

＝2β_a·sin(ω_s－Δω_a)t＋2β_b·sin(ω_s＋Δω_b)t

附加信号S₁₅如图4B所示，参见图4B，信号S₁₅正是原接收的信号被频率转换成载频(角频)ω_s的信号时所获得的信号。换言之，信号S₁₅为中频f_s的第二中频信号。

于是经中频的BPF16和限制放大器17将第二中频信号S₁₅加到FM解调器18上，由此获得经解调的原音频信号。经放大器19和端子T₁₄向电话机接收机的扬声器5加音频信号。

以此方法，用上述接收电路10，可以收到来自座机的下行信道的FM信号S_r，以此获得音频信号。在此例中，由于VCO₃₁的振荡信号S₃₁的频率2f_r处于BPF3和4的阻频2f_d的带宽内，甚至当用作第一本振电路的VCO₃₁的振荡信号S₃₁经过混频器12或22漏到天线2时，也会被BPF4或3阻隔使其根本不能漏到天线2上。因此，来自天线2的不希望的辐射可降低。

此外，由于原接收的信号S_r其频率值f_r处于BPF3和4的通带内，从所接收的信号S_r上的损失可充分减少。换言之，可以使振荡信号S₃₁的衰减提高，并减少从原接收信号中的损失。

此外，当频率为2f_r的振荡信号S₃₁从VCO₃₁漏到混频器12或22时，如果有频率为2f_r的强信号，则该信号为频率转换成第一中频的信号S₁₃和S₂₃，其中频为0，则会干扰原接收的信号S_r。但此2f_r频率的干扰信号由BPF3和4隔离，且不能加到混频器12和22上，结果，混频器12和22并不受此干扰。

另一方面，在普通FM接收机中，由于其中频为10.7MHz，必须由陶瓷滤波器来形成中频滤波器且它不能集成到IC器件中。

但是，在上述接收电路10中，由于第一中频信号S₁₂和S₂₂为基带信号且第二中频f₁₅低至55KHz，滤波器13、23和16可由包括电阻、电容和放大器的有源滤波器构成。因此，除滤波器3、4和VCO₃₁的某些元件外，接收电路10可形成诸如IC₁的集成电路。

再有，在接收频率f_r处于上面所提及和几个数值的带内的情况下，由于BPF3和4的通频f_d和阻频2f_d间的频率间隔，甚至在通频f_d与阻频2f_d间有某些误差或频散的情况，仍不构成什么影响，因此BPF3和4无需任何调节。

应注意，在上述实施例中，本发明是用在低功耗型无绳电话机的手机中了，但本发明还可用于座机的接收电路中。

当所用的频率f_r高到象另一移动电话机的1-2GHz时，VCO₃₁的振荡信号S₃₁的振荡频率被设定为将要接收的频率f_r的1/n，且电路41作为倍乘电路，它将所输入的信号频率进行倍乘处理以获得信号S₄₁。此外，BPF3和4的带阻频率如图5A所示设为f_r/n频率(＝f_d/n)，它等于所用频率f_r的1/n，这样总频率特性可如图5B所示。

此外可用LPF(图2的情况)或高通滤波器(图5的情况)来代替BPF3和4的每一个。