模拟扩展频谱通信网用户装置接收到的干扰的系统和方法

摘要

一种用于在蜂窝式或无线用户电话和/或数据系统等通信系统的一个通信信道中模拟信号干扰的方法和装置。此通信系统可以是蜂窝式的，其中来自多个蜂窝区的用户使用至少一个基站(12，14)和码分多址(CDMA)扩展频谱形式的通信信号(20，22，24，26)而互相交换消息信号。基站(12，14)位于第一个蜂窝区中，并具有一个发射机(260)，从它经至少一个通信信道把消息传输到用户装置(16，18，SU)。

说明书

技术领域

本发明一般涉及蜂窝式无线市内电话系统和个人通信系统等无线通信网。本发明尤其涉及在移动蜂窝式或卫星电话系统中使用扩展频谱型通信信号来传播信息的新型和改进的系统和方法。

背景技术

使用码分多址(CDMA)调制技术是便于在有大量用户的系统中进行通信的几种方法中的一种。现有技术中已知有诸如时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)等其它多址通信系统技术和诸如幅度压扩单边带等AM调制方案。然而，CDMA扩展频谱调制技术具有超出其它用于多址通信系统的调制技术的优点。在1990年2月13日发布的名为“使用卫星或地面转发器的扩展频谱多址通信系统”的第4,901,307号美国专利中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，并且此专利已转让给本发明的受让人。

在上述第4,901,307号美国专利中，揭示了多址技术，其中每个用户具有收发两用机的大量无线系统用户通过使用CDMA扩展频谱通信信号的卫星转发器或地面基站收发两用机来通信。在使用CDMA的通信技术中，频谱可重复使用多次来容许系统用户容量增加。使用CDMA的结果是可获得比使用其它多址技术高得多的频谱效率(spectral efficiency)。

第4,901,307号美国专利中揭示的CDMA技术设想使用相当长的高速伪噪声(PN)序列，而分配给每个用户一个不同的PN序列。不同PN序列之间的互相关和用于除了零以外的所有时移的PN序列的自相关都具有接近于零的平均值。因此从基站经“前向”通信链路传来的信号能由远地用户或用户装置接收而被鉴别。

然而，因为这种PN信号不是完全正交，所以在短暂的时间间隔中它们之间会产生相互的干扰噪声。尽管PN信号互相关的平均值接近于零，但仍然产生这种干扰噪声，因为对于短时间间隔，即，一个信息比特长度，互相关遵循二项式分布。因此，前向链路信号的互相干扰与假如它们是相同功率谱密度下的宽带宽高斯噪声非常类似。相应地，经前向链路传输的信号之间的这种相互干扰可限制可获得的通信系统容量。

在1992年4月7日发布的名为“用于在CDMA蜂窝式电话系统中产生信号波形的方法和系统”的第5,103,459号美国专利(该专利也转让给本发明的受让人，通过引用而包括在这里)中揭示了一种新的和改进的方法和系统用于构成在由前向链路发送到用户的信号之间提供正交的PN序列从而减少了相互干扰。相互干扰的减少允许有更大的系统容量和更好的线路性能。因为使用PN码使互相关在预定的时间间隔中变为零，所以，只要编码时帧互相对准，就不会产生相互干扰。

在上述专利所描述的系统中，实现的较佳的波形包括使用直接序列PN扩展频谱载波。在较佳实施例中PN载波的片码速率选择为1.2288MHz。包含在选择片码速率中的一个考虑是它刚好可被用于通信系统的基带数据率除尽。也可考虑使片码速率是2的乘幂乘以基带数据率。在较佳实施例中，基带数据率是每秒种9600比特，所以选择1.2288MHz(它是128(2⁷)乘以9600倍)的PN片码速率。

在蜂窝式基站和各个移动装置之间的通信中，用于扩展频谱的码序列由两种不同的序列构成，每种码序列有不同的性质以提供不同的功能。有一个由用于在多路径信号之间进行鉴别的，由一个蜂窝区或扇区中所有信号共享的外部码。此外部码也用于鉴别由不同的蜂窝区或扇区发送至移动用户的信号。还有一个内部码用于鉴别在单个扇区或蜂窝区内发送的用户信号。

实现能对特殊地理区域提供适当业务的蜂窝式CDMA系统一般涉及考虑影响系统性能的一些因素。例如，一般需要考虑可获得的频谱的范围以及与其它附近的通信系统协调的能力。此外，需要考虑由不同远地用户或用户装置产生的热噪声和干扰所加的限制。在CDMA系统范围内估计干扰特别重要，因为用户装置以相同带宽发送功率，而不管它们在蜂窝式覆盖区域中的位置。

当在邻近蜂窝区内的基站使用与用于由特殊用户装置接收的相同或邻近CDMA通信通路或无线电信道时，可在前向，即蜂窝区至用户链路上发生干扰。为了在实际条件下估计系统性能，可在离多个基站的不同距离处布置选定数目的用户装置作为测定前向链路干扰电平的方法。然而，尝试通过这种现场测试确定前向链路干扰需要获得许多个多路用户装置和基站。当在系统初始测试期间可获得的基站数少于最终要设置的基站数时，这样做会妨碍对整个系统的校准。

相应地，本发明的一个目的是提供一种系统，用于模拟在CDMA通信系统中信号从基站传输到用户装置而产生的干扰。

发明内容

总之，本发明提供了一种方法和装置，用于模拟诸如无线用户电话和/或数据系统等通信系统中产生的信号干扰。此通信系统最好是这样一种类型的系统，其中各个蜂窝区的远地用户使用至少一个基站和码分多址(CDMA)扩展频谱型通信信号相互传输信息信号或将信号送到公用电话交换网。此基站具有至少一个发射机，从它通过至少一个通信通路把信息发送到用户装置，并且它位于这些蜂窝区的第一个之中。

本发明的用于在至少一个通信通路中模拟信号干扰的方法包括确定与从基站发射机经第一组被模拟通信通路传输的信号有关的第一合成信号能量的步骤。也可根据为系统中不同用户确定的速率来确定用于传输第一合成信号能量的第一平均数据率。根据由第一合成信号能量和平均数据率确定的功率电平提供第一干扰信号来调节通过一个通信通路传输的信号功率。第一干扰信号通过至少一个通信通路传输。

当系统用户已被配置使用通信系统中的信道时，可通过由已使用的真实信道数来减少想要的被模拟信道数以确定需要的等价被模拟信道数。然后采用通过等价信道数传输的信号能量以及相关的平均数据率确定合成信号能量。此外，可监测真实的远地用户，以确定使用的信道数和实际干扰或通信量。

本发明也尝试经第二组被模拟信道确定用于信号传输的第二合成信号能量。类似地确定在第二组被模拟信道中传输此信号能量的第二平均数据率。这允许根据第二合成信号能量和平均数据率产生第二干扰信号。第二干扰信号可用于改变第一干扰信号。

第一干扰信号代表与第一蜂窝区内传输信号传输有关的正交干扰分量，而第二干扰信号代表与第一蜂窝区外信号传输有关的非正交干扰分量。依据正交和非正交信号能量调节经第一通信通路传输的信号能量的功率。

一般通过产生一随机变量序列，然后通过依据预定的相关函数进行滤波来定出它们的频谱形状而提供第一干扰信号。可根据第一平均数据率对随机变量序列定标，以及根据第一合成信号能量的大小改变。在较佳实施例中，这可以通过在预定的频带内合成电噪声(最好具有比较均匀的谱密度)，然后根据第一合成信号能量和平均数据率的值调节此电噪声的能量大小来完成。也可根据用于其它被模拟信道的第二合成信号能量和平均数据率来调节信号能量。本发明还提供了一种运用诸如高斯随机变量等随机变量序列来对第一合成信号中变化进行模拟的技术。

用于模拟通信系统中通信通路之间信号干扰的装置一般具有能量选择部件，它可输出经第一组所需数目的被模拟信道传输的信号输出第一合成信号能量，还有数据率产生部件，它可输出第一平均数据率。耦合至能量选择器和数据率发生器的第一干扰信号发生器产生根据第一合成信号功率和平均数据率的信号功率的输出信号。

较佳第一干扰信号发生器使用至少一个其输出能量可根据控制信号输入调节的电噪声信号发生器。耦合至噪声源发生器的控制输入端的至少一个噪声强度控制器，(其本身具有耦合至能量选择器和数据率发生器的输入端)提供了其值根据被模拟信道的信号能量和数据率变化而改变的控制信号。也可使用至少一个第二能量选择器，它可输出由第二组被模拟信道传输的信号的第二合成信号，而噪声强度控制器也部分地根据由这些其它被模拟信道传输的信号功率产生信号。

在本发明的一个方面，控制器具有用于产生随机变量序列的部件和用于根据平均数据率对此序列定标的装置。控制器也包括用于根据第一合成信号能量的大小改变随机变量序列的装置。在本发明的另一个方面，噪声控制器使用二项式序列发生器，从而以预选的速率产生高斯随机变量，并根据由传输的信号能量所载的数据信号估计相关时间以及根据平均能量波动，用所接的序列滤波器来接收并对这些二项式序列进行滤波。两种情况中都由所述一个通信通路发送经滤波的电子噪声。

附图概述

从以下结合附图的详细描述和所附的权利要求可使本发明的附加目的、目标和特点变得更明显，其中：

图1是示例的蜂窝式电话系统的方框图，它可使用本发明的噪声干扰模拟系统；

图2示出示例的用户装置接收机设备的方框图；

图3A示出相应于示例的多址通信系统覆盖区域的划分成六边形的区域；

图3B示出包含在图3A覆盖区域中的一对相邻六边形蜂窝区；

图4是以曲线图表示从第三层蜂窝区产生的干扰对于总干扰的比值；

图5示出依据本发明的模拟低通滤波器方框图，从它可得到用于处理高斯噪声序列的数字低通滤波器；

图6示出使用本发明干扰模拟装置的较佳实施例的示例用户装置接收部分的简化方框图；

图7示出使用本发明干扰模拟装置较佳实施例的示例区站发射机的方框图；以及

图8示出产生代表一个被模拟蜂窝区中多个正交通信通路的干扰信号的干扰信道波形发生器的示例的实现方法。

本发明的最佳实施方式

I.系统概述

在以上提及的第5,103,459号美国专利中描述的CDMA蜂窝式电话系统中，每个区站(cell—site)或基站具有几个调制器—解调器装置或扩展频谱调制解调器。每个调制解调器由数字扩展频谱发射调制器、至少一个数字扩展频谱数据接收机和一个搜索接收机构成。在一个区站外的每个调制解调器按需分配给用户装置，以便于与被分配的用户装置以前向“通信通路”进行通信。

图1示出其中可集合本发明的噪声干扰模拟系统的示例的蜂窝式电话系统。图1中示出的该系统在由区站和系统用户装置或移动电话之间经前向通信通路进行通信中运用扩展频谱调制技术。大城市中的蜂窝式系统可具有几百个服务于成百上千个移动电话或其它用户装置的基站。与通常的FM调制型蜂窝式系统相比，在特殊CDMA中使用扩展频谱技术便于增加在此规模系统中用户的容量。虽然这里参考图1的移动蜂窝式系统描述本发明，但可理解本发明的内容同样可用于其中多个用户装置以一组固定位置分布的CDMA通信系统。

如下所述，本发明提供了一种方法和装置，用于模拟由给定用户装置接收的信号干扰的效果，该信号干扰蜂窝区的通信通路上的数据传输产生以及由在周围蜂窝区的通信通路的信号传输的干扰产生。依据本发明，通过把随机数据注入由位于给定用户装置的蜂窝区中的基站所发送的信号之中来模拟这种通信通路干扰。这使得能模拟在选定数目的通信通路上信号传输产生的干扰，而与通信通路数无关：

(i)实际在给定用户装置的蜂窝区中(以后叫做“模拟”蜂窝区)使用的，或

(ii)实际将在被模拟蜂窝区周围的蜂窝区中使用的。即使不可获得用户装置的所需数目也可根据最大蜂窝区容量来模拟干扰电平。

虽然在本发明的较佳实施例中，由被模拟的蜂窝区中的区站传输模拟通信通路干扰噪声，在另外的实施例中，把模拟的干扰信号直接注入待测用户装置的接收机中。在后一种情况下，列出注入信号，从而计及在区站和待测的用户装置之间经传输路径的传播效果。

参考图1，系统控制器和开关10(也叫做移动电话交换局(MTSO))一般包括用于对区站提供系统控制的接口和处理电路。控制器10也控制从公用电话交换网(PSTN)到适当的区站的电话呼叫路由，以向适当的移动或用户装置传输。控制器10也控制从使用至少一个区站的移动或远地用户装置到PSTN的呼叫的路由。因为用户装置一般不直接互相通信，所以控制器10可在使用适当基站的用户装置的用户之间接通呼叫。

控制器10可通过诸如专用电话线、光纤链路、或微波通信链路等各种的方法耦合至区站。在图1中，示出两个示例的区站12和14以及移动装置16和18，其中每个移动装置包括蜂窝式电话。这里讨论并在图中示出的示例的区站12和14被认为是对整个区站提供服务的。然而，应理解一个蜂窝区可在地理上划分为扇区(sector)，每个区对不同的覆盖区域提供服务。相应地，一般需要在一个蜂窝区的扇区之间进行切换，而也可在扇区之间进行如在蜂窝区之间进行的分集。

在图1中，线20a—20b和22a—22b以及它们各自的箭头分别相应于包括由区站12和移动装置16和18之间经不同的通信通路数据传输的信号传输。同样地，线24a—24b和26a—26b分别代表区站14和移动装置18和16之间的通信。区站12和14名义上使用相等的功率。

区站服务区域或蜂窝区的覆盖按地理形状设计或布置，从而移动装置一般可接近于一个区站，且如果蜂窝区划分成扇区时它只在一个扇区中。当移动装置是空闲的，即没有呼叫在进行中时，移动装置总是检测从每个邻近区站(如果适合)，以及从单个区站(如果此蜂窝区被划分成分区)的导频信号传输。移动装置16可通过比较从区站12和14传输的导频信号的信号强度确定它在哪个蜂窝区中。

在图1示出的例子中，可认为移动装置16接近于区站12。当移动装置16发出一个呼叫时，一个控制消息被传输到最近的区站，这里是区站12。区站12接收到此呼叫请求消息后，把被呼的号码传到系统控制器10。然后系统控制器10把呼叫通过PSTN连接到预期的接收者。

如果呼叫在PSTN中发出，则控制器10把呼叫信息传输到区域中所有的区站。作为回报，区站在各个覆盖区域中发送无线寻呼消息，用于寻找被呼叫的接收移动用户。当预期的接收移动装置“听到”或接收到无线寻呼消息时，它以一个传输到最近的区站的控制消息来响应。此控制消息提醒系统控制器，该特殊区站已与被无线寻呼的移动装置相连。然后控制器10定出把呼叫通过此区站送至移动装置的路由。如果移动装置16移出起始区站12的覆盖区域，则尝试继续通过其它区站对呼叫进行路由选择。

在图1示出的例子中，在蜂窝区到用户链路上对用户信道分配正交Walsh函数。在话音信道的情况下，用于每个话音信号的数字符号流与分配给它的Walsh序列相乘。然后把每个话音信道的Walsh编码符号流与外部PN编码波形相乘。然后把得到的扩展符号流相加在一起以形成合成波形。

然后把得到的合成波形调制到一正弦载波上，经带通滤波、转换成想要的工作频速率、放大并由天线系统辐射。本发明变化的实施例可交换上述工作的某些顺序，以形成区站传输信号。例如，最好使每个话音信道被外部PN编码波形相乘并在将由天线辐射的所有信道信号相加前进行滤波。交换线性操作顺序，以获得不同的执行优点和不同的设计在已有技术中是公知的。

用于蜂窝式业务的较佳实施例的波形设计使用第4,901,307号美国专利中所述的用于蜂窝区到用户链路的导频载波方法。所有的蜂窝区传输使用相同的32,768个长度的序列但以不同定时偏移来发送导频载波，以防止相互的干扰。

如以下更详细描述的那样，用于一特殊蜂窝式用户的符号流与分配给该用户的Walsh序列在第一异或操作中相结合。一般Walsh函数以1.2288MHz的速率计时，而在包括声音、传真(FAX)、和高/低速数据信道的示例的可变数据率系统中，消息符号流速率可从大约75Hz变到76,800Hz。得到的编码波形与也以1.2288MHz计时的二进制PN序列在第二异或操作中相结合。相同的二进制PN序列用于对蜂窝式系统覆盖区域的特殊扇区中的每个用户信道进行编码。作为Walsh编码序列正交性的结果，每个序列可用于处理与这个分区相关联的单个RF信道上的用户数据，而不会在该扇区的用户中间引入干扰。

在应用Walsh编码前，由每个信道所载的信号也可编卷积码，重复并互相交错，从而提供差错检测和修正功能，使系统以低得多的信噪比和干扰比工作。在已有技术中用于编卷积码、重复、和交错的技术是公知的。然后把得到的信号一般调制在RF载波上并与导频和建立(set up)载波以及其它声音载波相加。在过程的不同点可完成相加，诸如在IF频率处、或在特殊蜂窝区中与信道相关联的PN序列相乘前后的基带频率处。

每个声音载波也可被相对于其它声音载波的功率设定其发射功率的值来乘。此功率控制特征允许把功率分配给那些由位于较为不利位置处的预期的接收者的需要更高功率的那些链路。提供了用于用户的装置，以报告它们接收到的信噪比，从而允许把功率设定在既提供足够的性能而又不浪费功率的电平上。只要保持时间对准在对不同声音载波使用不同功率电平时可使Walsh函数的正交性不受干扰。

图2以方框图的形式示出用户装置收发两用机的示例的实施例。图2的用户装置接收机部分包括模拟接收机34、搜索器接收机36、几个RAKE或数字数据接收机38A—38N，以及分集合成器(diversity combiner)和解码电路40。发射机部分包括发射调制器46、发射功率控制电路48，和发射功率放大器50。由接收机部分和发射机部分共享的有天线30、天线收发转换开关32、控制处理器42，和用户数字基带电路44。

控制处理器42耦合至接收机部分中的搜索器接收机36和数据接收机38A—38N，以及发射机部分中的发射调制器46和发射功率控制电路48。用户数字基带电路44执行诸如模拟一数字转换和数字转换，以及对用户装置送话器和扬声器(未示出)提供接口等各种功能。

控制处理器42在其它操作中提供诸如信号处理；定时信号发生；功率控制；和对切换、分集以及符号组合等功能。在第5,103,459号美国专利中更详细描述了这种用户装置的工作。

II.蜂窝区到用户链路干扰的概述

当用户装置接收到来自它自己的蜂窝区(即，被模拟蜂窝区)中的区站发射机的信号时，它受到来自被模拟蜂窝区中蜂窝区到用户链路的干扰。在示例的CDMA系统中，此干扰包括经被模拟蜂窝区中各个其它通信通路的传输，以及经被模拟蜂窝区中与用户相关联的其它导频、同步，和无线寻呼信道的传输产生的干扰。因为在示例的系统中，经这些信道传输的信号与经被选的待测通信通路的传输正交，所以此干扰以后叫做正交干扰分量。用户装置也受到由经不与被模拟蜂窝区中通信通路正交的相邻蜂窝区中信道传输的信号产生的干扰。因此，周围蜂窝区中的信号传输产生的干扰叫做非正交干扰分量。

在示例的CDMA系统中经蜂窝区到用户链路传输的功率由导频、同步、无线寻呼、和通信(即，数据)通路共享。分配给每个信道的功率份额根据相关联的用户装置的位置和依据通信系统中用户装置(即，系统负载)的合计数目改变。使用数字调节与每个信道相关联的增益，由被模拟蜂窝区的区站发射机中的控制器在通信通路中分配功率。示例的系统中每个信道的增益一般由用于规定同相(I)和90°相位差(Q)信道分量的无符号7比特增益系数所代表。

III.前向通信通路干扰

在特殊的蜂窝区到用户链路的前向通信(即，数据)通路上的信号干扰包括一对不相关的分量：即，由传输至被模拟蜂窝区中其它用户产生的干扰噪声引起的正交分量，和来自周围蜂窝区的干扰引起的非正交分量。

非正交分量

参考图3A，示出相应于示例的多址通信系统的覆盖区域的六边形分隔区域。覆盖区域包括包围被模拟蜂窝区C0(它在图3B中更详细地示出)的多个标为C1—C36的六边形蜂窝区。如图3B所示，固定或移动用户S0位于由第—层蜂窝区C1到C6(图3A)包围的蜂窝区C0中，而第一层又由第二层蜂窝区C7到C18包围，等等。虽然为了分析把示例的系统的覆盖区域进行六边形分隔，但应理解本发明的内容等价地适用于其它形状的蜂窝区。

在示例的实施例中，区站发射机(未示出)位于每个六边形蜂窝区的中心并假定具有全向天线。在每个发射机服务的六边形蜂窝区外，由每个发射机传输的信号能量的大范围变化可由对数正态分布随机变量来代表。由用户装置S0接收的来自其它蜂窝区中区站发射机的信号功率(Sm)的平均值以由这些蜂窝区算起的径向距离(d)的γ次幂的函数减少，并可被表示为：

$>>>S>m>>=>>k>>d>\gamma >>>->->->->->>(>1>)>>>s>这里k是比例系数。在比较缺少大范围结构(例如，郊区和乡村地区)的地理区域中，已发现接收到的信号功率Sm与径向距离d(公里)的关系可近似为：S$_m＝-157.77－10γlog d＋P_t＋G_c＋G_m＋20log H_c＋10log H_m    (2)这里Pt代表从区站传输的信号功率(dBw)，Gc代表相应于λ/2偶极子的区站天线的增益(dB)，Gm是相应于λ/2偶极子的用户装置天线的增益(dB)，Hc相应于区站天线的高度，Hm相应于用户天线的高度。

再参考图3B，用户装置S0和第一层中第i个蜂窝区Ci中心处发射机之间的距离的平方(r_i²)可表示为：r_i²＝x²＋r²－2tx cos[θ－30i]，i＝1，2，...，6                                (3)这里x代表形成六边形覆盖区域边界的线段的长度，r是用户装置S0和蜂窝区C0的中心之间的距离矢量，而θ代表r和图3B中水平轴H之间的角。类似地，从装置S0到第二层蜂窝区中第i个蜂窝区Ci中心的距离的平方表示为：r_i²＝y²＋r²－2ry cos[θ－30(i-6)]，i＝2j＋1，j＝3，4，...，8                  (4)r_i²＝z²＋r²－2rz cos[0－30(i－8)]，i＝2j，j＝4，5，...，9                     (5)在方程式(4)中，参数y代表从蜂窝区C0的中心到蜂窝区C(2j＋1)，j＝3，4，...，8，的中心的距离，而在方程式(5)中，参数z代表从蜂窝区C0的中心到蜂窝区C(2j)，j＝4，5，...，9，的中心的距离。以相同的方式，依据关系式(6)和(7)确定从用户装置S0第三层蜂窝区Ci(19＜i＜36，i17＋3j，j＝1，2，3，...，6)，和Ci(i＝17＋3j，j＝1，2，3，…，6)的距离：r_i²＝u²＋r²－2ry cos[θ－15(i－18)]，19≤i≤36，i≠17＋3j，j＝1，2，3，...，6 (6)r_i²＝v²＋r²－2ry cos[θ－30－20(i－20)]，i＝17＋3j，j＝1，2，3，...，6        (7)其中，(r，θ)规定为蜂窝区C0中用户装置S0的位置，R代表圈住六边形蜂窝区的圆半径。参考表达式(3)和(7)：

$>>x>=>>3>>R>;>->->->->->>(>8>)>>>s>$

$>>y>=>2>>3>>R>;>->->->->->>(>9>)>>>s>$

z＝3R；                              (10)

$>>y>=>>2>>R>;>->->->->->>(>11>)>>>s>$

$>>y>=>3>>3>>R>->->->->->>(>12>)>>>s>$

在特殊示例的实施例中，从头三层中区站的信号传输引起的在用户装置S0处产生的合成干扰功率Tt确定为：

$>>>T>t>>=>k>>\Sigma >>i>=>1>>36>>>1>>r>i>4sup>>>->->->->->>(>13>)>>>s>这里假定在表达式(1)中\gamma 定为4。同样地，从第三层中的蜂窝区来的干扰，即T3可表示为：$

$>>>T>3>>=>k>>\Sigma >>i>=>19>>36>>>1>>ri>4>>>->->->->->>(>14>)>>>s>$

参考图4，示出代表来自第三层蜂窝区的干扰(dB)相对于总干扰(T3/Tt)的曲线图。特别地，对于四个不同的相对于蜂窝区C0中心的用户装置位置r，即r＝0.5，0.6，0.7和0.8画出了量T3/Tt，这里r＝1.0相应于蜂窝区C0中心至它的角顶的距离。

观察图4，发现在示例的实施例中T3与Tt之比的最大值小于—14dB。相应地，为了看清楚来自第三层和更外层中蜂窝区贡献比较小的干扰，在以下分析来自第一和第二层蜂窝区的干扰时，不考虑更外层的蜂窝区。

再参考图3B，看到一装置S0位于靠近蜂窝区C1的边界处。对这种示例性的位置，用户装置S0可看到从以下三种来源产生的干扰：

(i)最接近于装置S0的蜂窝区C1，

(ii)其次两个最接近的蜂窝区(C2和C6)，以及

(iii)第一和第二层中剩下的其它十五个蜂窝区。

蜂窝区C1，C2和C6产生的干扰分量可分别模拟为以平均干扰功率(0≤θ≤60)的下述分量为特征的瑞利随机变量：

$>>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >)>>=>k>>1>>>(>>x>2>>+>>r>2>>->2>rx>cos>[>\theta >->30>]>)>>2>>>->->->->->>(>15>)>>>s>$

$>>ver>>I>->>2>>>(>r>,>\theta >)>>=>k>>1>>>(>>x>2>>+>>r>2>>->2>rx>cos>[>\theta >->90>]>)>>2>>>=>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >->60>)>>->->->->->>(>16>)>>>s>$

$>>ver>>I>->>3>>>(>r>,>\theta >)>>=>k>>1>>>(>>x>2>>+>>r>2>>->2>rx>cos>[>\theta >+>30>]>)>>2>>>=>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >+>60>)>>->->->->->>(>17>)>>>s>$

如上所述图4中示出由第一层和第二层(图3A)中剩下的十五个蜂窝区产生的第四个干扰分量。相应于以上所述的干扰分量总和的合成的“其它蜂窝区”干扰功率Ioc可表示为：I_∝＝k₂(I₁(r，θ)＋I₂(r，θ)＋I₃(r，θ)＋I₄(r，θ))    (18)这里k2是比例系数。来自其它蜂窝区的干扰功率Ioc和由给定用户装置接收的来自其中有此装置的蜂窝区中的发射机的功率Ior的比值可表示为：

$>>>>I>\propto >>>I>or>>>=>>r>4>>>(>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >)>>+>ver>>I>->>2>>>(>r>,>\theta >)>>+>ver>>I>->>3>>>(>r>,>\theta >)>>+>ver>>I>->>4>>>(>r>,>\theta >)>>)>>->->->->->>(>19>)>>>s>这里从表达式(18)和方程式(1)的比值获得表达式(19)。$

如以下所述，在较佳实施例中，根据方程式(19)规定的归一化非正交干扰分量的干扰信号注入由服务于待估算的用户装置的蜂窝区的基站发射机产生的信号之中。在较佳实施例中，由高斯白噪声通过一组衰减器和音量调节器产生非正交干扰信号。调节衰减器，以模拟经特殊传输路径产生的传播损耗，而音量调节器用于模拟干扰电平的小范围的波动。如果Lpi，i＝1，…4，分别代表由与(15)—(18)中规定的四个干扰分量相关联的传输路径产生的平均信号损耗，则可根据以下等式确定所需的衰减器调节：

P_i＋L_pi＝G＋L_ai，i＝1，2，...，4          (20)这里Pi相应于第i个干扰分量的发射功率，G代表提供给基站发射机中信道的白噪声的电平，而Lai规定为由用于模拟第i个干扰分量的发射机信道所需的衰减量。

总之，依据以下建立的“非正交干扰模拟”的过程模拟非正交干扰分量。

非正交干扰模拟

I.规定以下输入参数：

(a)用户装置位置(r，θ)，这里0＜r＜1和0＜θ＜60，

(b)信号传播模型〔例如，方程式(1)〕，

(c)蜂窝区基站和用户装置天线增益和馈线损耗，

(d)基站天线高度，

(e)每个蜂窝区基站发射机的输出功率(Pi)，i＝1，2，…，N，以及

(f)每个六边形蜂窝区的半径。

II.确定以下每个干扰分量的值：

$>>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >)>>=>k>>1>>>(>>x>2>>+>>r>2>>->2>rx>cos>[>\theta >->30>]>)>>>\gamma >/>2>>>>->->->->->>(>21>)>>>s>$

$>>ver>>I>->>2>>>(>r>,>\theta >)>>=>k>>1>>>(>>x>2>>+>>r>2>>->2>rx>cos>[>\theta >->90>]>)>>>\gamma >/>2>>>>=>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >->60>)>>->->->->->>(>22>)>>>s>$

$>>ver>>I>->>3>>>(>r>,>\theta >)>>=>k>>1>>>(>>x>2>>+>>r>2>>->2>rx>cos>[>\theta >+>30>]>)>>>\gamma >/>2>>>>=>ver>>I>->>1>>>(>r>,>\theta >+>60>)>>->->->->->>(>23>)>>>s>这里$

$>>ver>>I>->>4>>=>k>>\Sigma >>i>=>4>>15>>>1>>r>1>\gamma sup>>>->->->->->>(>24>)>>>s>$

$>>x>=>>3>>R>;>->->->->->>(>25>)>>>s>以及这里通过把上述规定的输入参数对方程式(1)和(2)作所需的替代来确定k。$

III.产生功率G的白(即，高斯)噪声，调节衰减电平(Laj，j＝1，2，…4)，以产生在第II部分中建立的四个干扰信号。仍可由以下等式确定所需的衰减电平Laj：

P_j＋L_Pj＝G＋L_aj，    j＝1，2，...，4    (26)

正交分量

如上所述，由每个区站或蜂窝区基站传输的功率由导频、同步、无线寻呼、和通信通路共享。分配给与给定蜂窝区到用户链路的通信通路的功率份额可根据用户装置的位置和系统负载改变。通过数字调节关联到每个信道的增益，在由被模拟蜂窝区的区站发射机所支持的通信通路中分配功率。示例的系统中每个信道的增益一般由用于规定同相(I)和90°相位差相(Q)信道分量的无符号7比特增益系数来表示。

与每个通信通路关联的功率电平不仅与相应的数字增益值有关，还与每个信道的数据率有关。特别地，每个码符号(Es)的能量正比于ri，这里ri代表归一化的数据率。依据本发明，使正交干扰分量与实际由区站支持的其它信道正交。这些其它信道包括导频、同步、无线寻呼信道，以及实际存在于被模拟蜂窝区中的分配给用户的Nr个“真正”通信通路。

经无线或通信信道传输的功率S的正交分量由蜂窝区控制器根据数字增益因子和相应于一组被模拟通信通路的数据率的平均值的等价数据速率r_eq来调节。特别地，经无线通路辐射的功率S的正交分量被设计成以等价速率r_eq来模拟Ns个被模拟通信通路的传输。

在把干扰功率S设计成模拟话音通信的示例的实施例中，使用十六个状态的二级Markov模型来确定等价速率r_eq。由与一对连续话音帧相关联的话音速率(例如，全速率、半速率、四分之一速率或八分之一速率)来定义模型中的每个状态。例如，如以下使用的，状态“0”相应于以全速率话音活动为特征的一对连续帧。以下的表I用于对与十六个Markov状态中每一个状态相关联的一对话音帧规定话音活动速率。

                            表格I

先前帧(N－1)的帧速率当前帧(N)的帧速率    处理状态    全    全    0    全    半    1    全  四分之一    2    全  八分之一    3    半    全    4    半    半    5    半  四分之一    6    半  八分之一    7  四分之一    全    8  四分之一    半    9  四分之一  四分之一    10  四分之一  八分之一    11  八分之一    全    12  八分之一    半    13  八分之一  四分之一    14  八分之一  八分之一    15

依据二级Markov模型的原理，根据先前帧(N)和(N－1)的状态指出的速率可确定帧(N＋1)中给定话音速率的产生概率。以下参考表II中的第一行，在帧(N)和(N－1)处于全速率而Markov链设定为状态“0”的条件下，帧(N＋1)中存在全速率话音的概率为0.911。表II的其它部分给出对于与(N)和(N－1)相关的其它可能的Markov状态对变到帧(N＋1)指出的话音速率的概率。

                                    表格II

当前帧(N)的状态先前帧(N－1)的速率当前帧(N)的帧速率后来帧(N＋1)的帧速率后来帧(N＋1)的状态转换概率    0    全    全    全    0    0.911    0    全    全    半    1    0.089    0    全    全 四分之一    2    0    0    全    全 八分之一    3    0    1    全    半    全    4    0.229    1    全    半    半    5    0.133    1    全    半 四分之一    6    0.638    1    全    半 八分之一    7    0    2    全 四分之一    全    8    0    2    全 四分之一    半    9    0    2    全 四分之一 四分之一    10    0    2    全 四分之一 八分之一    11    0    3    全 八分之一    全    12    0    3    全 八分之一    半    13    0    3    全 八分之一 四分之一    14    0    3    全 八分之一 八分之一    15    0    4    半    全    全    0    0.85    4    半    全    半    1    0.15    4    半    全 四分之一    2    0    4    半    全 八分之一    3    0    5    半    半    全    4    0.238    5    半    半    半    5    0.238    5    半    半 四分之一    6    0.524    5    半    半 八分之一    7    0    6    半 四分之一    全    8    0.173    6    半 四分之一    半    9    0.037    6    半 四分之一 四分之一    10    0.123    6    半 四分之一 八分之一    11    0.667    7    半 八分之一    全    12    0    7    半 八分之一    半    13    0    7    半 八分之一 四分之一    14    0    7    半 八分之一 八分之一    15    0    8 四分之一    全    全    0    0.862    8 四分之一    全    半    1    0.138    8 四分之一    全 四分之一    2    0    8四分之一   全八分之一    3    0    9四分之一   半   全    4    0.5    9四分之一   半   半    5    0.333    9四分之一   半四分之一    6    0.167    9四分之一   半八分之一    7    0    10四分之一四分之一   全    8    0.25    10四分之一四分之一   半    9    0.083    10四分之一四分之一四分之一    10    0    10四分之一四分之一八分之一    11    0.667    11四分之一八分之一   全    12    0.06    11四分之一八分之一   半    13    0.036    11四分之一八分之一四分之一    14    0.042    11四分之一八分之一八分之一    15    0.862    12八分之一   全   全    0    0 833    12八分之一   全   半    1    0.167    12八分之一   全四分之一    2    0    12八分之一   全八分之一    3    0    13八分之一   半   全    4    0.8    13八分之一   半   半    5    0    13八分之一   半四分之一    6    0.2    13八分之一   半八分之一    7    0    14八分之一四分之一   全    8    0.1    14八分之一四分之一   半    9    0.017    14八分之一四分之一四分之一    10    0.017    14八分之一四分之一八分之一    11    0.866    15八分之一八分之一   全    12    0.019    15八分之一八分之一   半    13    0.003    15八分之一八分之一四分之一    14    0.083    15八分之一八分之一八分之一    15    0.895

表III示出对于四个话音速率即全速率、半速率、四分之一速率和八分之一速率中的每一个作为前面帧的Markov状态的函数而得到的一级Markov稳定状态的概率。表III可通过使用二级Markov技术根据包含在表II中的经验的话音活动数据来产生。在一种方法中，把表II中的行排列成16×16的状态转换概率矩阵P。假定在表I中规定存在十六个状态，则矩阵P的第(i，j)项代表从第i个状态“x”转换到第j个状态“y”的概率p(x|y)。例如，从状态0(全，全)转换到状态1(全，半)的概率p(0|1)是0.089。

依据例如H.J.Larson和B.O.Shubert著，John Wiley和Sons(1979)出版的《工程科学中的概率模型》第II卷所揭示的Markov模型理论，对于具有有限个数状态的Markov链，相关的n步转换概率可排列成随机矩阵P(n)。在此情况下，Chapman—Kolmogorov方程式可表示为：

    P(n＋m)＝P(n)P(m)，    (27)其中P(n＋m)定义了从最初的状态转换矩阵P(1)经(n＋m)次转换以后的状态转换矩阵。当n→∞，

    P(n)＝Pⁿ＝...＝∏，      (28)这里∏代表一个稳定的状态转换矩阵。对n→∞定义矩阵∏为：

    P(n)(x|y)∏(y)，       (29)因此，当n→∞时，状态“y”存在的几率接近于与“n”无关以及与初始的状态概率无关的常数值。因此，通过解以下的矩阵方程式可获得矩阵∏：

    ∏＝∏P，                (30)这里，矩阵P也可诸如从表II中包括的那些经验的话音活动统计编出。

                        表格III

帧(N-1)的状态帧(N)的话音速率稳定状态概率总概率    0      全    0.3345    1      全    0.0351    2      全    0.000    3      全    0.000 0.3696(p1)    4      半    0.0134    5      半    0.0070    6      半    0.0271    7      半    0.000 0.0475(p2)    8    四分之一    0.0097    9    四分之一    0.0020    10    四分之一    0.0040    11    四分之一    0.0556 0.0713(p3)    12    八分之一    0.0120    13    八分之一    0.0034    14    八分之一    0.0402    15    八分之一    0.4560 0.5116(p4)    等价数据速率(r_eq) 0.4751参考表III，通过相应于给定语音速率累加所有稳定状态概率可获得任意帧中存在的给定话音速率的总概率。例如，累加表III“稳定状态概率”列中的开始四项，得到全速率话音活动存在于任意语音帧中的总概率(p1)是0.3696。类似地，任意帧的语音速率是八分之一速率的总概率(p4)是0.5116。

根据速率统计矢量P计算等价数据速率r_eq，这里P＝p1，…，p4，它相应于与每个话音速率的产生相关联的一组总概率。特别地，与每个话音速率(即，全速率＝1.0，半速率＝0.5，四分之一速率＝0.25，八分之一速率＝0.125)有关的分数值被其相应的总概率(即，被p1，p2，p3，或p4)乘，得到的四个乘积项相加以获得r_eq。

在示例的系统中，每个被指定为特殊蜂窝区中实际用户装置的通信通路与用于规定接收的用户装置的功率传输的功率控制位周期性地“收缩”(puncture)。本发明通过把等价数据速率r_eq改变为收缩数据率μ从而计入了此收缩，这里 $>>\mu >=>>p>1>>+>>(>>1>12>>+>>11>12>>0.5>)>>>p>2>\text{+}>>(>>1>12>>+>>11>12>>0.25>)>>>p>3>>+>>(>>1>12>>+>>11>12>>0.125>)>>>p>4>>->->>(>31>)>>>s>收缩数据率的变量s2可表示为：$ >>>\sigma >2>>=>>p>1>>+>>(>>1>12>>+>>11>12>>0.5>)>>>p>2>>+>>(>>1>12>>+>>11>12>>0.25>)>>>p>3>>+>>(>>1>12>>+>>11>12>>0.125>)>>>p>4>>->>\mu >2>>->->>(>32>)>>>s>此功率控制位将一般具有等价于包含在给定帧中的两个数据符号的长度的长度。因为，在示例的实施例中，在1.25毫秒的帧中存在二十四个码符号，所以功率控制子信道占用了每个数据帧的几乎十二分之一。$$

总之，传送的干扰功率S的正交分量最好依据以下给出的“正交干扰模拟”过程产生。

正交干扰模拟

I.规定以下输入参数：

(a)装入蜂窝区的用户数Nu，Ns＝Nu－Nr，

(b)分配给蜂窝区中实际用户的通信通路数Nr，

(c)规定作为用户装置数和其在被模拟蜂窝区中位置的函数的发射机增益查阅表，

(d)速率统计学矢量P，P＝p₁，…p₄，例如，代表与经被模拟噪声信道发射的能量相关联的话音或数据率，以及

(e)倾向性滤波系数(coloring filter coefficient)α，代表连续帧之间的相关度。

II.以20毫秒的时间间隔产生平均值为零并具有标准偏差为1，的高斯随机变量，从而建立50Hz的随机数据过程。最好使用随机数发生器和把均匀随机过程变换高斯分布而制得的查阅表来产生此随机变量。每个随机变量用作一个索引值，以从查阅表中找出相应的高斯值。使用D.E.Knnth在《计算机编程序技术》(Addison—Wesley出版社1973年第二版)中描述的线性全等数列可产生随机数。特别地，在示例的实施例中使用以下循环表达式以产生全等数列：

X_i＋1＝(X_i*A＋C)mod M.    (33)

III.使从查阅表中找出的每个高斯值通过数字低通滤波器。图5示出数字低通滤波器(LPF)80的方框图，它可从模拟LPF得到。参考图5，使用第一乘法器82以加权因子1-a乘上每个滤波器输入值，这里参数α相应于滤波器80的截止频率。把每个已加权的输入值在加法部件或加法器84中，与由第二乘法器86产生的积组合。乘法器86接收参数a作为第一输入值，并接收来自延迟部件88的加法器84的输出的延迟形式作为第二输入值。在较佳实施例中，参数a被选为接近于1，而滤波器时间常数选为大约持续时间的十个帧(例如，200ms)。

相应模拟滤波器的传递函数是：

$>>H>>(>w>)>>=>>a>>a>+>j\omega >>>->->->->->>(>34>)>>>s>它产生的脉冲响应为：$

h(t)＝a exp[-at]u(t)    (35)h(t)的确定自相关由下式给出：

$>>\rho >>(>t>)>>=>h>>(>t>)>>*>>h>+>>>(>->t>)>>=>>F>>->1>>>|>H>>(>w>)>>>|>2>>=>>1>2>>exp>[>->a>|>t>|>]>->->->->->>(>36>)>>>s>这里$_*是卷积运算，而h^＋(—t)是h(—t)的共轭。假定选择参数“a”使得a＝1/kT，于是滤波相关系数在每个抽样时刻t_s为e^-1，这里t_s＝kT。

通过采用脉冲不变技术，发现数字LPF80的极点位置(zp)等于参数α的值，即zp＝exp〔—at〕＝exp〔—1/k〕＝α。相应地，数字滤波器的传递函数H(z)由下式给出：

$>>H>>(>z>)>>=>>>1>->\alpha >>>1>->\alpha >>z>>->1>>>>>->->->->->>(>37>)>>>s>它产生带宽为：$

$>>>B>D>>=>>1>>2>\pi >>>>\Sigma >>->\infty >>\infty >>>>|>H>>(>\omega >)>>|>>2>>d\omega >->->->->->>(>38>)>>>s>$

IV.由平均数据率“e”对数字滤波器80的输出定标，并依据标准偏差系数“f”改变输出，这里

f＝N_sμ                  (39)

$>>e>=>>>>N>s>>>B>D>>>>\sigma >->->->->->>(>40>)>>>s>这里Ns代表蜂窝区中的被模拟用户数，而在方程式(31)和(32)中定义了\mu 和\sigma 2。在较佳实施中，为了计及数据流与功率控制信息的收缩(puncturing)，改变数据率系数“e”。$

V.依据装蜂窝区的通信通路集合数Nu和分配给实际用户的通信通路Nr确定相应于由干扰模拟信道发送的功率S的正交分量的数字增益。

VI.依据平均数据率对Nr个实际通信通路中的每一个调节与每个通路相关联的FIR滤波器(图8)的系数。可通过使给定FIR滤波器的系数乘上相关联的通路的数据率的平方根实现调节。

模拟装置

如上所述，本发明提供了一种用于模拟内在选定的一组通信通路上数据传输引起的由多址通信系统中用户装置接收的信号干扰作用的方法和设备。本发明可在通信网布置前估算给定多址通信系统的性能，或通过模拟希望在正常操作中遇到的干扰电平而允许在操作中进行调试。可应用本发明内容的多址系统包括，例如，美国的称时分多址(USTDMA)、用于移动通信的泛欧地面系统(GSM)、和CDMA通信系统。

依据本发明，通过对位于待估算用户装置的蜂窝区中基站发送的信号加上具有预定统计特性和功率电平的噪声信号，可模拟所需的通信通路干扰电平。噪声信号预定的统计特性和功率电平是邻近基站位置相应于待测的特殊的用户装置位置的函数。另一种做法是，把模拟干扰信号直接注入待测的用户装置的接收机。在后一例子中，对注入信号作出规定，从而计及在基站和待测的用户装置之间沿传输路径传播的影响。

现在转到图6，该图示出示例的用户装置的接收部分90的简化方框图，该用户装置包括本发明较佳实施例的干扰模拟装置。接收部分90包括用户装置接收机91，以及设计来模拟与设有待测用户装置的蜂窝区邻近的蜂窝区中的基站产生的干扰。模拟装置92产生的干扰信号与从用户装置天线94接收到的信号在加法器93中组合起来。然后由用户装置接收机91以通常的方式处理得到的合成信号。

模拟装置92包括噪声源95，用以产生具有预定频谱密度的高斯白噪声信号形式的干扰噪声。然后来自噪声源95的噪声信号通过带通滤波器96并提供给控制装置97。噪声滤波器96通带的中心频率选择得与被模拟的基站至用户装置信道(即下行线路(downlink))的中心频率相同。类似地，规定滤波器96的带宽大体上等于待评估的多址系统使用的通信通路的频谱宽度。例如，为模拟USTDMA通信系统中的干扰，滤波器的带宽最好为30kHz的数量级。以相同的方式，在模拟GSH通信系统的过程中使用大约200kHz带宽的滤波器。

再参考图6，控制装置97根据滤波器96产生的信号向加法器93提供干扰信号。在示例的实施例中，可通过使用可调衰减器以及信号调节电子电路实现控制装置97。依据待评估的系统的不同方面调节衰减器以提供干扰电平。例如，所需的干扰电平一般受预期对接收到的信号干扰有贡献的邻近基站数、这些基站相应于待评估的用户装置的位置，以及这些基站和用户之间通信链路的特性的影响。运用信号调节电子电路(例如，微处理器)以对干扰信号加上预定的统计特性。以下参考图7更详细地描述特别针对CDMA通信系统的模拟装置。

图7示出经改变而包括本发明较佳实施例的干扰模拟装置的示例的基站发射机100的方框图。发射机100包括用于产生无线寻呼、导频、同步、实际通信通路和基带干扰信号I_CB的蜂窝区到用户链路波形发生网络110。在合成经干扰模拟信道发送的信号能量I_O，B的正交分量时使用I_CB信号。特别地，波形发生网络110分别包括无线寻呼、导频、同步、前向通信(即，数据)和干扰正交分量发生器124、128、132、136和140，它们的输出在数字加法部件或加法器142中结合在一起。手动可调衰减器(未示出)可选地插在数字加法器142和第一IF上变频器120之间。在图7的示例的实施例中，第一IF上变频器120响应于所加基带信号I_O，B提供了70MHz的输出信号。

再参考图7，区站发射机100还包括非正交信号干扰发生器150。干扰发生器包括第一、第二、第三和第四数字衰减器100、170、180和190，用于对模拟第i个干扰分量的发射机信道提供衰减量Lai，在示例的实施例中，i＝1，…，4。对每个衰减器160、170、180和190加上来自白噪声发生器200的数字噪声处理器的输出，并根据控制器(未示出)提供的数字控制信号进行调节。然后把由衰减器160、170、180、190产生的干扰分量在数字加法部件或加法器210中结合在一起。在提供给数字加法器230的输入端以前先由第二IF上变频器220把数字加法器210的输出的频率转换成70MHz。

如图7所示，代表正交和非正交分量干扰信号在数字加法器230中结合在一起以形成合成干扰信号Sc。然后由RF发射机260把干扰信号辐射到被模拟蜂窝区中的一个或多个用户装置(SU)。

参考图8，示出单个干扰信道分量发生器140的实施例，它设计成可产生代表多至12个正交通信通路的干扰信号。特别是，可经由第一Walsh码W₁覆盖的第一干扰信道模拟第一组六个通信通路，而经由第二Walsh码W₂覆盖的第二干扰信道模拟第二组六个通信通路。每个接口被模拟信道数目的限制因素是增益设定。大的增益设定可引起饱和，它不能准确地代表来自相应数目用户的输出功率。可认为通过使用额外的通信通路资源可得出额外的被模拟信道，从而用作额外六个被模拟通信通路提供给每个Walsh码。

在示例的实施例中，干扰发生器140包括卷积编码器300，用它以一预定速率(例如，9.6kbps)相同非零数据帧(D)的重复序列。输入数据依据输入数据率和Walsh码W₁和W₂的序列长度以码符号重复作卷积编码。对示例的9.6kbps的输入数据率，以速率1/2对每个符号作卷积编码，从而产生19.2ksps的码符号串。

如图8所示，干扰分量发生器140的输入级还包括间插器(interleaver)310、模2加法器或者异或门315，以及用于产生PN扰码(crambling cole)PN码的长PN码发生器317和抽取器(decimator)319。来自编码器300的已编码的数据供给间插器310，在实施例中，在该处进行卷积。然后把来自间插器310的符号数据以示例的19.2ksps的速率输出到异或门315的输入端，并由抽取器319提供给异或门315输入端的PN扰码PN码序列进行扰码。

PN发生器317进行运作以依据所加的PN掩模对抽取器提供固定片码速率为1.228Mchp/s的长PN码。使用PN掩模在给用户提供单一性的PN码中形成移动。抽取器319通过使用PN码发生器317产生的每64个片码中的一个从长PN码中产生示例速率为19.2ksps的扰码PN码。在较佳实施例中，提供给抽取器319的重复长码是持续时间为2⁴²-1个PN片码，并依据多项式p(x)由发生器317循环地得出，这里p(x)＝x⁴²＋x³⁵＋x³³＋x³¹＋x²⁷＋x²⁶＋x²⁵＋x²²＋x²¹＋x¹⁹＋x¹⁸

  ＋x¹⁷＋x¹⁶＋x¹⁰＋x⁷＋x⁶＋x⁵＋x³＋x²＋x¹＋1    (41)更具体些说，发生器317通过取42比特PN掩模和42比特状态矢量模2的内积来产生长码的每个PN片码。

异或门315的输出提供到两个模2加法器或者异或门321和323的每个模2加法器或者异或门的输入端。Walsh码序列W₁作为第二输入提供给异或门321，而Walsh码序列W₂作为第二输入提供给异或门323。符号数据和Walsh序列W₁由异或门321模2(异或地)相加，而把结果作为输入提供给两个加法器或异或门327和329的每一个。相应于特殊蜂窝区扇区或地址的伪随机噪声PN₁和PN_Q序列作为第二输入分别提供给异或门327和329。PN_I和PN_Q信号分别与异或门321提供结果的输出进行异或，而异或门的输出又分别作为有限脉冲响应(FIR)滤波器333和335的输入。根据间插器310标示的输入数据率对输入符号滤波。来自FIR滤波器333和335经滤波的信号提供给包括两个增益控制部件337和339的发射功率控制电路的一部分。依据本发明，如上述(参考“正交干扰模拟”过程)得到的7比特增益控制字G₁提供给两个增益控制部件337和339中的每一个。再这样选择增益控制字G₁的值，从而经由Walsh符号W₁覆盖的干扰模拟信道辐射的功率S的正交分量相应于Ns个被模拟的通信通路以等价速率r_eq传输，这里Ns＝{1，2，3)。在通信通路载有声音数据的实施例中，增益控制字G₁最好以20毫秒的时间间隔更新，以适当地模拟话音活动中的波动。从增益控制部件337和339输出的信号在数据合成器343中结合在一起，运作该数据合成器以产生第一基带干扰信号I_O，B1。

如图8所示，扰码符号数据也使用异或门323与Walsh序列W₂进行异或，得到的结果作为输入提供至两个模2加法器或者异或门349和351中的每一个。还把伪随机噪声PN_I和PN_Q作为第二输入分别送至异或门349和351，从而与异或门323的输出作模2加(异或)。由有限脉冲响应(FIR)滤波器353和355对异或门323产生的符号流进行滤波，所得的经滤波的信号送至包括增益控制部件357和359的发射功率控制电路的一部分。这样选择7比特增益控制字G₂，从而相应于所需个数的被模拟信道(即，0，1，2或3)由Walsh符号W₂覆盖的正交干扰分量被送至增益控制部件357和359。从增益控制部件357和359输出的信号在数据合成器343中结合在一起，以产生第二基带干扰信号I_O，B2。通过叠加两个I_O，B1和I_O，B2信号把它们由数据合成器343再行结合，以产生合成基带干扰信号I_CB。由数据合成器343输出此信号I_CB并作为输入送至数字加法器142(图7)。

较佳实施例的以上描述使本技术领域中任何熟练技术人员能使用本发明。这些实施例的不同变化将对本技术领域中的熟练技术人员来说很明显的。因此，本发明不只限于这里示出的实施例，而是依据与这里揭示的原理和新特点相符的最宽的范围。