高频电磁场耦合的薄膜多层电极

摘要

由各对薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)构成多个TEM模式的传输线(L2-L5)，各对薄膜导体通过交替地堆积薄膜导体(21至25)和薄膜介质(31至34)夹住各个薄膜介质(31-34)。使传播通过传输线(L2至L5)的至少二个的TEM模式波的相速度大体上彼此相等。各薄膜导体(21至25)的厚度小于使用频率的趋肤深度，以致使该TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个TEM模式的传输线的电磁场互相耦合。采用这种方式可有效地增加趋肤深度，与常规电极相比，可显著减少导体损耗和表面电阻。这种电极可构成传输线、谐振器、滤波器和高频器件。

说明书

技术领域

本发明涉及一种在微波、亚毫米波或毫米波的高频频段中使用的高频电磁场耦合型薄膜多层电极，以及涉及一种使用该种薄膜多层电极的高频传输线、一种使用该种薄膜多层传输线的高频谐振器、一种包括该种高频谐振器的高频滤波器和一种包括该种薄膜多层电极的高频器件。

背景技术

随着近年来的电子元件的小型化，因而通过使用高介电常数的材料，即使是在微波、亚毫米波或毫米波的高频频段内也已实现器件的小型化。为了实现器件的小型化，在增加该器件的介电常数的同时将该器件的外形按该介电常数增加的比例缩小，在这种情况下存在这样一个问题，即器件的能量损耗的增加与该器件体积的立方根成反比。

可把高频器件的能量损耗粗略地分成二类：由于趋肤效应引起的导体损耗和由于该器件的介质材料引起的介质损耗。在近年来已经研制成功并且已实用化的介质材料中包括那些即使在它们具有高的介电常数时仍具有低损耗特性的介质材料，因此与其说是介质损耗还不如说是导体损耗在高频器件的电路的无载Q值中占主要地位。如图11中所示，由于趋肤效应之故高频电流集中于导体表面，以致其位置越接近导体表面，表面电阻(也称之为趋肤电阻)增加得越多，这就导致导体损耗(焦耳损耗)的增加。

鉴于以上的这些情况，在日本专利公开出版物No.HEISEI 4(1992)-43703中已提出了一种改进了的对称带状线谐振器(以下将其称之为一种常规的谐振器)，该种谐振器可有效地减少其导体损耗从而可得到一个高的无载Q值。该种常规的谐振器是一种对称的带状线谐振器，其中一个谐振器电路由具有一个配置在一对接地导体之间的带状导体的对称带状线组成，该对接地导体的位置相对，彼此隔开一个预定距离，其间插入一种介质，其中该对称带状线谐振器的特征在于，把许多薄片状的带状导体以与该对接地导体平行的方式配置在该对接地导体之间，以便对许多薄片状的带状导体进行层叠，并使之彼此隔开一个预定间隔，中间插入介质。

该揭示上述常规谐振器的出版物也揭示了以下各点：

(a)为了有效地抑制导体损耗，最好以下述方式形成各个带状导体：使其具有比趋肤深度厚三倍或三倍以上的厚度；这就是说，在该带状导体中增加流过微波的高频电流的趋肤部分，故增加了该带状导体的有效的截面面积；

(b)通过一个通孔使一对带状导体在其一端互相导通，同时也通过一个通孔使该对带状导体在另一端互相导通；以及

(c)形成该谐振器的一个电场分布以使得该电场从各个带状导体指向该接地导体(如该出版物中的图3所示)。

但是，由于该谐振器具有上述结构(a)，故该谐振器存在以下一个问题：要减少其尺寸和重量是困难的，而且该谐振器既具有一个比较小的无载Q值，又具有导体损耗中的一个比较小的减少率。

因此，本发明的目的是消除上述问题，并提供一个高频电极(该电极与常规谐振器的电极相比可显著地减少导体损耗，该电极还可减少本发明的作为实施例的产品的尺寸和重量)、以及提供一个高频传输线、一个高频谐振器、一个高频滤波器和一个高频器件。

发明公开

本发明提供一种高频电磁场耦合型薄膜多层电极、一种薄膜多层传输线等，该种电极和传输线等通过使用一种与常规传输线完全不同的结构，即用由交替地堆积一个薄膜导体和一个薄膜介质(每个薄膜导体具有比所使用的频率的趋肤深深度δ₀小的薄膜厚度)而形成的一个薄膜多层电极来抑制趋肤效应，从而可显著地减少导体损耗。

按照本发明的一种高频电磁场耦合型薄膜多层电极的特征在于，

交替地堆积薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)，以便对多个TEM(横向电磁波)模式的传输线(L2-L5)进行层叠，TEM模式的传输线(L2-L5)各包括一对薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，在上述各对薄膜导体间各插入薄膜介质(31-34)；

其中使通过多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个进行传播的TEM波的相速度大体上彼此相等，并使薄膜导体(21-25)的各自的一个薄膜厚度比所使用的频率的趋肤深度小，从而使多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的电磁场互相耦合。在这种情况下，每一个薄膜导体(21-25)最好由一种超导材料制成。

再者，按照本发明的高频传输线是一种至少具有一个导体的高频传输线，该导体包括一个薄膜多层电极，在该电极中交替地堆积薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)，以便对多个TEM模式的传输线(L2-L5)进行层叠，TEM模式的传输线(L2-L5)各包括一对薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，在上述各对薄膜导体间各插入薄膜介质(31-34)；

其中使通过多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个进行传播的TEM波的相速度大体上互相相等，并使薄膜导体(21-25)的各自的薄膜厚度比所使用的频率的趋肤深度小，从而使多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的电磁场互相耦合。在这种情况下，该高频传输线例如由一个波导来实现。    

再者，按照本发明的高频传输线是一种包括以下所述的构成的高频传输线：

一个第一传输线(L1)；以及

至少一个TEM模式的第二传输线(L2-L5)，在该第二传输线中交替地堆积一个薄膜导体(21-25)和一个薄膜介质(31-34)，以使TEM模式的第二传输线(L2-L5)各包括一对薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，并在上述各对薄膜导体间分别插入薄膜介质(31-34)；

其中使传播通过第一传输线(L1)的电磁波的相速度和传播通过第二传输线(L2-L5)中的至少一条的TEM波的相速度大体上彼此相等，并使薄膜导体(21-25)的薄膜厚度比所使用的频率的趋肤深度小，从而使第一传输线(L1)的电磁场和第二传输线(L2-L5)中的至少一个的电磁场互相耦合。

在上述高频传输线中，最好使构成第二传输线(L2-L5)的薄膜介质(31-34)的有效介电常数比构成第一传输线(L1)的介质的有效介电常数小。通过这种安排，可使传播通过第一传输线(L1)的电磁波的相速度与传播通过第二传输线(L2-L5)中的至少一条的TEM波的相速度大体上彼此相等。

在上述高频传输线中，使构成第二传输线(L2-L5)的薄膜介质(31-34)的厚度比构成第一传输线(L1)的介质的厚度小。通过这种安排，可减少第二传输线(L2-L5)的薄膜形成工艺所需的时间，并可构成一个其阻抗低于第二传输线的阻抗的低阻抗系统的传输线，由此可得到一个减少了的传输损耗。

在上述高频传输线中，该高频传输线(L1)最好是一条微带线。在现在的情况下，该微带线的构成方式是在一个介质基板(10)的一个第一表面上形成第二传输线(L2-L5)作为一个微带导体，同时在该介质基板(10)的一个第二表面上形成一个接地导体(11)。在另一种方式下，该微带线的构成方式是在该介质基板(10)的第一表面上形成第二传输线(L2-L5)作为一个微带导体，同时在该介质基板(10)的第二表面上形成另一组第二传输线(L2-L5)作为一个接地导体。再者，该高频传输线最好是一条带状线。再有，该高频传输线最好是一条同轴线。还有，在上述高频传输线中，薄膜导体(21-25)最好由一种超导材料制成。

一种按照本发明的高频谐振器包括上述的具有预定尺寸的高频传输线。在这种情况下，该高频传输线最好在被传输通过该高频传输线的信号的方向上具有等于该被传输的信号的一个波导波长的四分之一的长度。

再者，按照本发明的高频滤波器包括一个具有一个预定长度的高频谐振器、一个用于把高频信号输入到该高频谐振器的输入端(12)、和一个用于从该高频谐振器输出该高频信号的输出端(13)。

再者，按照本发明的高频带阻滤波器包括一个用于在其一端输入一个高频信号和在其另一端输出该高频信号的传输线(L10)、以及一个与该传输线耦合的高频谐振器。在该高频谐振器中，高频传输线最好在被传输通过该高频传输线的信号方向上具有等于该被传输信号的一个波导波长的四分之一或二分之一的长度。

再有，按照本发明的介质谐振器是一种包括一个谐振器盒(77)的介质谐振器，该谐振器盒(77)包括一个导体和一个介质(76)，该介质(76)具有一种预定的结构并被配置在该谐振器盒(77)内，其中该导体由上述高频电磁场耦合型薄膜多层电极来实现。

再者，按照本发明的高频滤波器包括该介质谐振器、一个用于把高频信号输入到该介质谐振器的输入端(让该输入端与该介质谐振器进行电磁耦合)、和一个用于从该介质谐振器输出该高频信号的输出端(让该输出端与该介质谐振器进行电磁耦合)。

再者，按照本发明的高频器件是一种包括一个电极并完成预定的高频操作的高频器件，该电极具有上述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极。

在上述高频电磁场耦合型薄膜多层电极中，当通过一个高频信号来激励TEM模式的传输线(L2-L5)时，薄膜导体(21-25)各自通过一个邻近的薄膜介质(31-34)在一个不同的方向上把一部分入射于其上的高频功率传输到一个邻近的薄膜导体(21-25)上，同时通过薄膜介质(31-34)把一部分高频功率反射到邻近的薄膜导体(21-25)上。在该薄膜介质(31-34)内该介质中的每一个都由二个邻近的薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)夹在中间，该反射波和传输波产生谐振，同时方向相反的和面对面的二个高频电流在该薄膜导体(21-25)的上下表面附近流动。因而，由于薄膜导体(21-25)的各自的薄膜厚度小于趋肤深度δ₀，故该方向相反和面对面的二个高频电流互相干扰，并且除了一个剩下的高频电流部分之外互相抵消。采用这个方法，在该高频电磁场耦合型薄膜多层电极内，通过薄膜导体(21-25)使邻近的薄膜介质(31-34)的谐振能量或传输能量互相耦合。另一方面，该薄膜介质(31-34)具有一个由电磁场产生的位移电流，该位移电流产生一个高频电流，该高频电流到达其邻近的薄膜导体(21-25)的表面。

还有，由于使传播通过多条TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二条的TEM波的相速度大体上彼此相等，故流过薄膜导体(21-25)的高频电流大体上彼此同相。因此，在薄膜导体(21-25)中同相地流动的高频电流使有效的趋肤深度δ₀增加。因而，当由一个高频信号进行激励时，通过邻近的TEM模式的传输线(L2-L5)(该传输线的电磁场是相耦合的)的电磁耦合将该高频的电磁能量转移到一条邻近的传输线(L2-L5)，同时该电磁能量在该传输线(L2-L5)的纵方向上传播。在这种情况下，该高频电磁能量通过电磁耦合的传输线(L2-L5)在该传输线的纵方向上传播，从而使该能量以一个有效地增加了的趋肤深度δ₀(即一个减小了的表面电阻R_s)进行传播。

在该高频传输线中，该导体也由高频电磁场耦合型薄膜多层电极来实现，从而该导体以一种类似于上述电极的方式具有一个减小了的表面电阻R_s。因此，可给出一种其传输损耗特别小的高频传输线。

再者，在上述的高频传输线中，通过交替地堆积薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)，形成由一对薄膜导体(21-25)及在该对薄膜导体的中间插入的一个薄膜介质(31-34)组成的第二传输线(L2-L5)；

其中使传播通过第一传输线(L1)的电磁波的相速度与传播通过第二传输线(L2-L5)中的至少一个的TEM波的相速度大体上彼此相等，并使薄膜导体(21-25)的各自的厚度小于所使用的频率的趋肤深度，从而使第一传输线(L1)的电磁场与第二传输线(L2-L5)的至少一条的电磁场彼此耦合。在该高频传输线中，在第一传输线(L1)与第二传输线(L2-L5)的至少一条之间产生一种类似于上述高频电磁场耦合型薄膜多层电极的作用。这就是说，由于高频电磁场能量通过彼此电磁耦合的第二传输线(L2-L5)在该传输线的纵方向上传播，故该能量以一个有效地增大了的趋肤深度δ₀(即一个减小了的表面电阻)进行传播。因而，该传输线是具有特别小的传输损耗的那种传输线。

还有，对上述高频谐振器提供上述的具有预定尺寸的高频传输线。因此该谐振器具有特别小的传输损耗，因此可构成一种具有特别大的无载Q值的谐振器。

在上述的介质谐振器中，通过上述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极来实现谐振器盒(77)的导体，因而可构成一种具有一个特别大的无载Q值的谐振器。

再者，对上述的高频滤波器提供具有预定长度的高频谐振器，由此可构成各自具有特别大的Q值的一种带通或带阻滤波器。

再者，在该高频带阻滤波器中，上述的具有预定长度的高频谐振器作为一个陷波电路来工作，因此可构成一种具有特别大的无载Q值的带阻滤波器。

还有，在该高频器件中，该电极包括上述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极，由此可构成一种具有特别小的导体损耗的高频器件。

附图简述

图1是应用一种半波长线型谐振器的滤波器的一个透视图，上述谐振器使用一种电磁场耦合型薄膜多层传输线，上述谐振器是按照本发明的第一实施例。

图2是沿图1的半波长线型谐振器的一条线A-A′取的一个纵向截面图。

图3是在图1的半波长线型谐振器的纵方向上取的一个原理性的纵向截面图，以及连接到该谐振器上的一个电路的电路图。

图4是图1的半波长线型谐振器的一个等效电路的电路图。

图5是示出传输系数S₂₁的频率特性的图，该特性是图1的半波长线型谐振器的一个模拟结果。

图6是示出流过薄膜导体21至25的电流的相对幅度的频率特性的一个图，该特性是图1的半波长线型谐振器的模拟结果。

图7是示出流过薄膜导体21至25的电流的相位差的频率特性的一个图，该特性是图1的半波长线型谐振器的模拟结果。

图8是示出传输系统S₂₁的频率特性的一个图，该图中将多层结构的层数n用作一个参数，该特性是图1的半波长线型谐振器的模拟结果。

图9是示出归一化的导体薄膜厚度Δξ/δ₀对于Q值增加率的特性的一个图，该图中将多层结构的层数n用作一个参数，该特性是图1的半波长线型谐振器的模拟结果。

图10是示出有效的介电常数比ε_s/ε_m对于归一化介质膜厚度ΔX_s/δ₀的特性的一个图，(通过该特性可得到使相速度相等的最佳的设计条件)，该图中将多层结构的层数n用作一个参数，该特性是图1的半波长线型谐振器的模拟结果。

图11示出该导体的电流密度分布，通过该导体已传输高频波。

图12示出图1的薄膜多层传输线的理想的电流密度分布，通过该传输线已传输高频波。

图13示出图1的薄膜多层传输线的实际的电流密度分布，通过该传输线已传输高频波。

图14是示出用于确定图1的半波长线型谐振器中的最佳参数的流程的流程图。

图15是示出用于确定图1的半波长线型谐振器中的最小表面电阻的流程的流程图。

图16是示出应用电磁场耦合型薄膜多层传输线的一个半波长线型谐振器的滤波器的等效电路的电路图，该滤波器是按照本发明的第二实施例。

图17是示出传输系数S₂₁的频率特性的一个图，该特性是图16的半波长线型谐振器的一个模拟结果。

图18是应用一种电磁场耦合型薄膜多层传输线的一个四分之一波长线型带阻滤波器的一个透视图，该滤波器是按照本发明的一个第三实施例。

图19是包含图18的四分之一波长线型带阻滤波器的等效电路的电路图。

图20示出使用按照本发明的一种电磁场耦合型薄膜多层电极的不同类型的微波线和波导，

其中图20(a)是使用按照本发明的一种电磁场耦合型薄膜多层电极的微带线的透视图；图20(b)是使用按照本发明的一种电磁场耦合型薄膜多层电极的一个带状线的一个透视图；图20(c)是使用按照本发明的一种电磁场耦合型薄膜多层电极的一个同轴线的一个透视图；图20(d)是使用按照本发明的一种电磁场耦合型薄膜多层电极一个TM₀₁模式的圆波导的一个纵向截面图。

图21是图1的半波长线型谐振器在纵方向上的、示出其一个工作情况的一个示意的纵向截面图。

图22是示出图4中的一个四端电路的等效电路的电路图。

图23是示出一个经修正的实施例的一种TM₁₁₀双模式型介质谐振器的透视图。

图24是示出一个经修正的实施例的一种TM_01δ模式型二极介质带通滤波器的一个纵向截面图。

图25是示出在按照本发明的薄膜多层传输线中在使该薄膜介质31至34的薄膜厚度ΔX_s变小的情况下，流过各薄膜导体21至25和接地导体11中的电流的有效电流值相对于传输距离的关系的一个图。

图26是示出在按照本发明的薄膜多层传输线中在使该薄膜介质31至34的薄膜厚度ΔX_s变大的情况下，流过各薄膜导体21至25和接地导体11中的电流的有效电流值相对于传输距离的关系的一个图。

图27是在半波长线型谐振器中使用薄膜多层传输线作为接地导体的一个经修正的实施例的一个截面图，上述谐振器使用一种电磁场耦合型薄膜多层传输线，该谐振器是本发明的一个第一实施例。

图28是示出图1的半波长线型谐振器的流过各薄膜导体21至25和接地导体11的电流的相对幅度相对于该传输距离的关系的一个图。

实现本发明的最好方式

以下将参照附图描述本发明的实施例。要注意在附图中用相同的参照号表示相同的组成部分。

第一实施例

图1是应用一种半波长线型谐振器的滤波器的一个透视图，该谐振器使用一种按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层传输线，该谐振器是本发明的第一实施例，图2是沿一条线A-A′取的图1的半波长线型谐振器的一个纵向截面图。

该第一实施例的半波长线型谐振器的特点在于使用一种电磁场耦合型薄膜多层传输线，该传输线使用一种按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极，该电极具有一种交替地堆积或层叠薄膜导体21至25和薄膜介质31至34的结构。在该电磁场耦合型薄膜多层传输线中，一个TEM模式的微带线(以下称之为一个主传输线)L1由一个薄膜导体21、一个接地导体11和一个夹在该薄膜导体21和该接地导体11之间的介质基板10组成，同时在该主传输线L1上堆积或层叠四个TEM模式的微带线(以下称之为副传输线)L2至L5，每个副传输线的组成方式是将一个薄膜介质插入一对薄膜导体之间。在图1和其后的图中，将传输线的参照号加到介质的参照号后的“，”(逗号)之后。

更具体地说，该半波长线型谐振器的特征在于：

(a)分别将薄膜介质31至34的各自的薄膜厚度ΔX_s和介电常数ε_s设置为预定值，使得传播通过各个传输线L1至L5的TEM波的相速度大体上彼此相等；以及

(b)将薄膜导体21至25的各自的一个薄膜厚度Δξ设置为小于所使用的频率的趋肤深度δ₀的预定的薄膜厚度，以致使相邻的传输线L1和L2、L2和L3、L3和L4及L4和L5之间的电磁场互相耦合。通过这种安排，把流过主传输线L1的高频能量转移到副传输线L2-L5，以致使高频电流大体上均匀地流过各个薄膜导体21至25，这就导致由于高频引起的趋肤效应显著地受到抑制。

如图1中所示，在介质基板10(该基板10具有在其整个后表面上形成的接地导体11)上形成一个条状的薄膜导体21，该导体21的纵向长度是λg/2(其中λg是一个波导波长)。在这种配置方式中，以一个微带线的形式出现的主传输线L1由薄膜导体21、接地导体11和夹在该薄膜导体21和接地导体11之间的介质基板10组成。再者，在薄膜导体21上形成薄膜介质31、薄膜导体22、薄膜介质32、薄膜导体23、薄膜介质33、薄膜导体24、薄膜介质34以及薄膜导体25，并以上述顺序进行堆积。在这种情况下，以下述方法形成副传输线L2-L5：

(a)将薄膜介质31插在一对薄膜导体21和22之间，由此来组成副传输线L2；

(b)将薄膜介质32插在一对薄膜导体22和23之间，由此来组成副传输线L3；

(c)将薄膜介质33插在一对薄膜导体23和24之间，由此来组成副传输线L4；

(d)将薄膜介质34插在一对薄膜导体24和25之间，由此来组成副传输线L5。

要注意的是，如以下要详述的，通过使用图12的确定最佳参数的流程来设置薄膜导体21至25的各自的薄膜厚度Δξ和各个薄膜介质31至34的各自的薄膜厚度ΔX_s。

再者，在介质基板10上形成一个输入端导体12，使之与薄膜导体21的一个纵向端隔开一个预定的间隔g1并使该导体12与薄膜导体21的一个纵向端靠得足够近，以便相互耦合，同时形成一个输出端导体13，使之与薄膜导体21的另一个纵向端隔开一个预定的间隔g2并使该导体13与薄膜导体21的另一个纵向端靠得足够近，以便互相耦合。要注意的是，在第一实施例中输入端导体12与薄膜导体21的一端之间的耦合和输出端导体13与薄膜导体21的另一端之间的耦合都是电容性耦合。

在现在的情况下，介质基板10例如由蓝宝石制成(蓝宝石是一种氧化铝单晶)，而薄膜介质31至34例如由SiO₂制成。另一方面，接地导体11和薄膜导体21至25由一种具有良好的电导率的金属(如Cu、Ag或Au)制成。

图2示出在该半波长线型谐振器(该谐振器的构成如以上所述)中的电场和磁场分布。但图2是一个截面图，故在图2中略去介质的阴影线。

如从图2可看出的，将电场分布在垂直于薄膜导体21至25的方向上并且彼此相等。另一方面，将磁场分布在平行于薄膜导体21至25的方向上并且彼此相等。从这个事实可见各个传输线L1至L5的电磁场互相耦合。

图3是图1的半波长线型谐振器在其纵方向上的示意的纵向截面图，以及一个连接到该谐振器的电路的电路图，图4是图1的半波长线型谐振器的等效电路。

如图4中所示，主传输线L1包括一个由串联连接的LC单元分布常数电路组成的分布常数电路和具有电感器L11、L12、……、L1n以及电容器C11、C12、…、C1n。通过一个其匝数比对应于间隔g1的理想变压器T11将一个用于激励该谐振器的信号发生器V_sg和其内电阻R_sg连接到该主传输线L1的一端，同时通过一个其匝数比对应于间隔g2的理想变压器T12将一个负载电阻R_L连接到该主传输线L1的另一端。要注意的是所有以下的理想变压器的匝数比是1∶1。在该主传输线L1中插入理想变压器T111、T112、…、T11n，使之连接到该图中在各个单元分布常数电路之间的下面一条线上，并通过四端电路F1、F2、…、Fn以及分别通过理想变压器T101、T102、…、T10n使理想变压器T111、T112、…、T11n接地，上述四端电路包括一个含有损耗电阻的分布常数电路。

要注意的是以下出现的四端电路(用“F+数字”表示)是接地导体11和薄膜导体21至25的等效电路，如图22中所示，该四端电路各包括一个含有一个损耗电阻的分布常数电路。更具体地说，该四端电路各自包括一个等效电路，在该等效电路中多个单元电路各自包括以串联方式连接的一个单元电导gdx、一个单元电容Cdx和一个单元电感ldx。在这种情况下，分别由下述方程式表示该单元电导gdx、单元电容Cdx和单元电感ld_x：

gd_x＝σ(Δy/Δx)d_x，

Cd_x＝ε₀(Δy/dz)d_x，以及

ld_x＝μ₀(dz/Δy)d_x，

其中σ是接地导体11和薄膜导体21至25的电导率；

ε₀是真空中的介电常数；

μ₀是真空中的导磁率；

d_x是接地导体11和薄膜导体21至25在其厚度方向上的一个无穷小长度；

Δy是一个线宽度；以及

dz是传播方向上的一个无穷小长度。

副传输线L2包括一个分布常数电路，在该分布常数电路中LC单元分布常数电路以串联方式连接，该分布常数电路具有电感器L21、L22、…、L2n和电容器C21、C22、…、C2n。将一个其初级线圈是开路的理想变压器T21连接到副传输线L2的一端，同时将一个其次级线圈是开路的理想变压器T22连接到副传输线L2的另一端。再者，副传输线L3、L4和L5是以下述的与副传输线L2类似的方式来构成。副传输线L3包括一个分布常数电路，在该分布常数电路中LC单元分布常数电路以串联方式连接，该分布常数电路具有电感器L31、L32、…、L3n和电容器C31、C32、…、C3n。将一个其初级线圈是开路的理想变压器T31连接到副传输线L3的一端，同时将一个其次级线圈是开路的理想变压器T32连接到副传输线L3的另一端。副传输线L4也包括一个分布常数电路，在该分布常数电路中LC单元分布常数电路以串联方式连接，该分布常数电路具有电感器L41、L42、…、L4n和电容器C41、C42、…、C4n。将一个其初级线圈是开路的理想变压器T41连接到副传输线L4的一端，同时将一个其次级线圈是开路的理想变压器T42连接到副传输线L4的另一端。再者，副传输线L5包括一个分布常数电路，在该分布常数电路中LC单元分布常数电路以串联方式连接，该分布常数电路具有电感器L51、L52、…、L5n和电容器C51、C52、…、C5n。将一个其初级线圈是开路的理想变压器T51连接到副传输线L5的一端，同时将一个其次级线圈是开路的理想变压器T52连接到副传输线L5的另一端。

在该薄膜导体21内使邻近的传输线L1和L2互相连接起来的一个等效电路以下述方式来构成。这就是说，在主传输线L1中插入理想变压器T121、T122、…、T12n使之连接到该图中在单元分布常数电路之间的上面一条线上。将理想变压器T121、T122、…、T12n分别连接到已插入的理想变压器T211、T212、…、T21n使之分别通过对应于薄膜导体21的四端电路F11、F12、…F1n连接到该图中副传输线L2的单元分布常数电路之间的下面一条线上。

在该薄膜导体22内使邻近的传输线L2和L3互相连接起来的一个等效电路也以下述方式来构成。这就是说，在副传输线L2中插入理想变压器T221、T222、…、T22n使之连接到该图中在单元分布常数电路之间的上面一条线上。将理想变压器T221、T222、…、T22n分别连接到已插入的理想变压器T311、T312、…、T31n使之分别通过对应于薄膜导体22的四端电路F21、F22、…、F2n连接到该图中副传输线L3的单元分布常数电路之间的下面一条线上。

再者，在该薄膜导体23内使邻近的传输线L3和L4相连接起来的一个等效电路以下述方式来构成。这就是说，在副传输线L3中插入理想变压器T321、T322、…、T32n使之连接到该图中在单元分布常数电路之间的上面一条线上。将理想变压器T321、T322、…、T32n分别连接到已插入的理想变压器T411、T412、…T41n，使之分别通过对应于薄膜导体23的四端电路F31、F32、…、F3n连接到该图中副传输线L4的单元分布常数电路之间的下面一条线上。

还有，在该薄膜导体24内使邻近的传输线L4和L5相连接起来的一个等效电路以下述方式来构成。这就是说，在副传输线L4中插入理想变压器T421、T422、…、T42n，使之连接到该图中在单元分布常数电路之间的上面一条线上。将理想变压器T421、T422、…、T42n分别连接到已插入的理想变压器T511、T512、…、T51n使之分别通过对应于薄膜导体24的四端电路F41、F42、…、F4n连接到该图中副传输线L5的单元分布常数电路之间的下面一条线上。

再者，对应于从薄膜导体25朝向外部空间形成的电磁场分布的一个等效电路以下述方式来构成。这就是说，在副传输线L5中插入理想变压器T521、T522、…、T52n使之连接到该图中在单元分布常数电路之间的上面一条线。将理想变压器T521、T522、…、T52n分别通过四端电路F51、F52、…、F5n和对应于薄膜导体25的理想变压器T531、T532、…、T53n分别连接到负载电阻R_L1、R_L2、…、R_Ln。

其次，以下描述的是在采用下述参数的情况下一个确定图1的谐振器中的最佳参数的流程和一个确定一个最小表面电阻R_s的流程：

n：多层结构的层数；

ω₀：所使用的传输(激励)角频率；

μ₀：真空中的导磁率，

σ：薄膜导体21至25的各自的电导率；

δ₀：在传输角频率ω₀下的趋肤深度，

ε_s：副传输线L2至L5的薄膜介质31至34的各自的介电常数，

ε_m：主传输线L1的介质基板10的介电常数；

ΔX_s：副传输线L2至L5的薄膜介质31至34的各自的薄膜厚度；

ΔX_m：主传输线L1的介质基板10的基板厚度，

Δξ：薄膜导体21至25的各自的薄膜厚度，

Δy：(线宽度)＝(薄膜导体21至25的各自的宽度)＝(薄膜介质31至34的各自的宽度)，

β_s：副传输线L2至L5的各自的相常数，以及

β_m：主传输线L1的相常数。

可用以下的方程式(1a)来表示基于图4中示出的等效电路的、归一化为无量纲的、在传输线L1至L5上的复阻抗Z的递推公式：

Zk＝-jw+Z+[Y+(Z+Z_k+1)^-1]^-1，    (1a)

 k＝0，1，2，...，n-1其中，以下式表示一个第n个复阻抗Z_n： $>{}_{}$

在以上的方程式中，复阻抗Z的下标K示出一个传输线的线号，该线号是以递增的顺序从对于主传输线L1的0朝向上层副传输线L2至L5进行编号的。也通过下述的方程式(2)和方程式(3)由各自将一个媒体参数ξ用作参数而表示的函数来分别定义复阻抗Z和复导纳Y：

    Z≡(1+j)·tanh[(1+j)/2·ξ]    (2)以及

    Y≡1/(1+j)·sinh[(1+j)·ξ]    (3)

再者，通过下述的方程式(4)和方程式(5)分别定义一个结构参数W和该媒体参数ξ：

    W≡{2Δx_s/δ0}·(ε_m/ε_s-1)    (4)

                                      和

    ξ≡Δξ/δ0

                                   (5)

其中δ₀是在一个传输角频率ω₀处的趋肤深度并由下述的方程式(6)来定义： $>>\delta >0>=>>>2>>\omega >0>\mu >0>\sigma >\; >>->->->>(>6>)>>>s>$

由于如方程式(1b)中所示出的可将复阻抗Z_n作为真空层的一个边界条件来给出，故通过下述方程式(7)将复阻抗Z₀定义为该结构参数W和该媒体参数ξ的一个双参数函数：

           Z₀＝Z₀(w，ξ)               (7)

在上述方程式(7)中，当复阻抗Z₀的实数部分是最小值时，该薄膜多层传输线的表面电阻R_s变成最小值。因此，把表面电阻R_s是最小值时得到的结构参数W和媒体参数ξ称之为最佳设置值，并分别用W_opt和ξ_opt来表示。在这种情况下，以下的方程式(8)成立：

       R_s＝Re[Z₀(W_opt，ξ_opt)]/σδ0              (8)

如把最佳值W_opt和ξ_opt代入以上的方程式(8)，则可确定副传输线L2至L5的各自的介质薄膜厚度ΔX_s和导体薄膜厚度Δξ，然后，得到以下的方程式(9)和(10)：

  ΔX_s＝W_optδ0/2·(ε_m/ε_s-1)^-1       (9)和

  Δξ＝ξ_optδ0                           (10)

其次，以下描述在按照本发明的半波长线型谐振器中确定最佳参数W_opt和ξ_opt和最小表面电阻R_s的方法。在这种情况下，假定事先给出多层结构的层数n、薄膜导体21至25的各自的电导率σ、趋肤浓度δ₀、薄膜介质31至34的各自的介电常数ε_s和介质基板10的介电常数ε_m。

图14是示出在按照本发明的半波长波型谐振器中确定最佳参数W_opt和ξ_opt的流程的一个流程图。

如图14中所示，在步骤S1处，基于多层结构的预定层数n确定n-层递推公式(1)。然后，基于n-层递推公式进行以下的参数确定。

在步骤S2处，基于使传播通过传输线L1至L5的TEM波的相速度β相等的最佳化来确定最佳结构参数W_opt。然后在步骤S3处，基于方程式(9)确定副传输线L2至L5的薄膜介质31至34的各自的薄膜厚度ΔX_s。

另一方面，在步骤S4处，基于能量耦合的最佳化确定最佳媒体参数ξ_opt。然后在步骤S4处，基于方程式(10)确定薄膜导体21至25的各自的薄膜厚度Δξ。具体地说，在步骤S2和S4处，确定这样的一个结构参数W和一个媒体参数ξ，使得由方程式(1)的n-层递推公式确定的对于k＝0的无量纲阻抗Z₀＝Z₀(w，ξ)的实数部分Re[Z₀(w，ξ)]变成最小值，然后把所得到的值取为最佳的结构参数W_opt和媒体参数ξ_opt。

图15是示出确定按照本发明的半波长线型谐振器中的最小表面电阻R_s的一个流程的流程图。如图15中所示，在步骤S11处，基于方程式(1)的n-层递推公式由最佳的结构参数W_opt和最佳的媒体参数ξ_opt确定Re[Z₀(W_opt，ξ_opt)]的值。然后在步骤S12处，通过将在步骤11处确定的Re[Z₀(W_opt，ξ_opt)]的值、薄膜导体21至25的各自的电导率σ和趋肤深度δ₀代入方程式(8)来确定最小表面电阻R_s。

在本实施例中，最好使构成副传输线L2至L5的薄膜介质31至34的各自的有效介电常数小于构成主传输线L1的介质基板10的有效介电常数。通过这种安排，可使传播通过第一传输线L1的电磁波的相速度与传播通过第二传输线L2至L5的至少一个的TEM波的相速度大体上彼此相等。

在本实施例中，使构成副传输线L2至L5的薄膜介质31至34的各自的厚度小于构成主传输线L1的介质基板10的厚度。通过这种安排，可减少副传输线L2至L5的薄膜形成工艺所需的时间，可构成一个其阻抗低于副传输线L2至L5的阻抗的低阻抗传输线，因此可减少传输损耗。

在以上的图14和图15的确定参数的流程中，预先给出薄膜介质31至34的各自的介电常数ε_s，然后确定它们的薄膜厚度ΔX_s。但本发明不限于此，而是可以这样来安排：从方程式(4)可明显看出，预先给出薄膜介质31至34的各自的薄膜厚度ΔX_s，然后可确定它们的介电常数ε_s。

此外，由于假定在传输线L1至L5的宽度方向上电磁场是均匀的，故在上述最佳化中对于薄膜厚度的确定将既不受主传输线L1的介质基板10的基板厚度ΔX_m的影响，也不受(线宽度)＝(薄膜导体21至25的各自的宽度)＝(薄膜介质31至34的各自的宽度Δy)的影响。

本发明者基于参照图4描述的半波长线型谐振器的等效电路已进行了计算机模拟，其结果在下面示出。图5是示出传输系数S₂₁的频率特性的一个图，图6是示出流过图1的半波长线型谐振器的薄膜导体21至25的电流的相对幅度的频率特性的一个图。在图6中，参照号I1至I5分别表示流过薄膜导体21至25的电流的相对幅度值。图7是示出流过图1的半波长线型谐振器的薄膜导体21至25的电流的相位差的频率特性的一个图。在图7中，参照号P1至P5分别表示流过薄膜导体21至25的电流的相位差值。在这种情况下，按以下所述设置本模拟的参数：

(a)介质基板10的相对介电常数(有效值)ε_mr＝6.43，

(b)介质基板10的基板厚度ΔX_m＝330μm，

(c)薄膜介质31至34的各自的相对介电常数ε_sr＝3.80。

(d)薄膜介质31至34的各自的薄膜厚度ΔX_s＝1.40μm，

(e)薄膜导体21至25的各自的电导率σ＝5.8×10⁷s/m(材料：Cu)，

(f)薄膜导体21至25的各自的薄膜厚度Δξ＝0.97μm，

(g)接地导体11的电导率σ＝5.80×10⁷s/m(材料：Cu)，以及

(h)接地导体11的膜厚度Δξ_m＝5.00μm。

从图5可了解，得到一个在2000MHz的中心频率处其传输系数S₂₁近似等于-0.042dB的传输特性。

从图6也可了解，流过薄膜导体21至25的电流的相对幅度在2000MHz的谐振频率处变成最大值。在同样的谐振频率处流过薄膜导体21至25的电流的相对幅度以从薄膜导体21至薄膜导体25的顺序越来越减少。同时，流过主传输线L1的高频电磁场能量通过各自具有一定损耗的薄膜导体21至25转移到薄膜介质31至34。

再者，从图7可了解，流过薄膜导体21至25的电流的相位差在2000MHz的谐振频率变成0°并且彼此相等，再者，在1990和2010MHz的频率处相位差近似为±90。

图8是示出传输系数S₂₁的频率特性，其中把多层结构的层数n用作一个参数，该特性是图3的半波长线型谐振器的模拟结果，图9是示出一个归一化的导体薄膜厚度Δξ/δ₀对于Q增加率的特性的一个图，其中把多层结构的层数n用作一个参数，图10是示出有效介电常数比ε_s/ε_m对于归一化介质薄膜厚度ΔX_s/δ₀的特性的一个图，其中把多层结构的层数n用作一个参数。在这种情况下，对于本模拟的参数如以下所述进行设置：

(a)介质基板10的相对介电常数(有效值)ε_mr＝90，

(b)介质基板10的基板厚度ΔX_m＝500μm，

(c)薄膜介质31至34的各自的相对介电常数ε_sr＝40.2，    

(d)薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s＝1.27m，

(e)薄膜导体21至25的各自的电导率σ＝6.00×10⁷s/m(材料：Ag)，

(f)薄膜导体21至25的各自的膜厚度Δξ＝1.27μm，

(g)接地导体11的电导率σ＝∞(无穷大)，

(h)接地导体的膜厚度Δξ_m＝一个有限值，以及

(i)线长度L＝15.8mm。

要注意的是在本模拟中为了只研究薄膜多层电极，故假定接地导体11是一种完美导体。这实际上等效于对于一种完美导体来说在关于边界面的一个对称面给出一个镜象时产生的一个结构。这就是说，它对应于这样一个模型：在该模型中使介质基板10的厚度加倍并在介质基板10的二个表面上各形成一个薄膜多层电极。

如从图8中可明显看出，当多层结构的层数n增加时，在谐振频率(1000MHz)处的传输系数S₂₁增加，同时Q值也增加。在表1中示出在不同的多层结构的层数n处的最佳参数W_opt和ξ_opt、实数部分Re[Z₀]、Q值和Q值增加率，其中当n＝1时Q值＝485。

表1：

多层结构的层数  W_opt  ξ_opt  Re[Z₀]  Q值Q增加率  RQ    2  2.0424  0.9984  0.6912  720  1.4468    5  1.2376  0.6168  0.4439  1090  2.2526    10  0.8703  0.4348  0.3146  1540  3.1788    25  0.5437  0.2718  0.1991  2330  5.0225    50  0.3920  0.1960  0.1408  3440  7.1025

从图9也可明显看出，当使多层结构的层数n增加时，以n＝1的Q值取为一个参照值的Q增加率RQ的最大值RQ_m增加，并且可在归一化导体薄膜厚度Δξ/δ₀的一个较小的预定值处得到Q增加率的最大值RQ_m。

再者，图10示出基于将表1的最佳参数值W_opt代入方程式(4)时得到的方程式(4)计算归一化介质薄膜厚度ΔX_s/δ₀。与有效介电常数比ε_s/ε_m的关系的结果。从图10中可明显看出，副传输线L2至L5对于主传输线L1的各自的有效介电常数比ε_s/ε_m越小，可使得副传输线L2至L5的薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s越小。

以下将描述具有上述配置的半波长线型谐振器的一个工作情况。

如以前所描述的，

(a)将薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s和介电常数ε_s设置在预定值，以致使传播通过传输线L1至L5的TEM波的相速度大体上彼此相等；以及

(b)把薄膜导体21至25的各自的膜厚度Δξ设置为小于所使用的频率的趋肤深度δ₀的预定膜厚度，以致使在邻近的传输线L1和L2、L2和L3、L3和L4及L4和L5之间的电磁场互相耦合。通过这种安排，把流过主传输线L1的高频能量转移到副传输线L2至L5，以致使高频电流大体上均匀地流过薄膜导体21至25，因此可显著地抑制由于高频引起的趋肤效应。

图21是图1的半波长线型谐振器在纵方向上的一个示意的纵向截面图，该图示出该谐振器的工作情况，其中在纵方向上的缩小比例比在其厚度方向上的缩小比例大得多。在图21中，用实线指示高频电流，用虚线指示位移电流。

当用一个输入到主传输线L1的高频信号激励该谐振器(如图25中所示)时，该薄膜导体21至25传输一部分高频功率，该功率通过在其下侧面上的薄膜介质入射到薄膜导体上，并通过在其上侧面上的薄膜介质入射到侧面的薄膜导体上，同时通过在下侧面上的薄膜介质反射一部分高频信号的能量到下侧面上的薄膜导体上。再者，在各被邻近的二个薄膜导体夹住的薄膜介质31至34内，该反射波和该传输波互相谐振，同时二个方向相反、互相面对面的高频电流(以下称之为面对面的二个高频电流)在薄膜导体21至25的各自的上表面附近和下表面附近流动。这就是说，由于薄膜导体21至25的各自的膜厚度小于趋肤深度δ₀，该在相反的方向上面对面的二个高频电流通过薄膜介质互相干扰，然后除了一些剩下的部分之外互相抵消。另一方面，通过在薄膜介质31至34内的电磁场将产生出位移电流，该电流导致在邻近的薄膜导体的表面上产生高频电流。在半波长线型谐振器中，如图21中所示，该位移电流在该线的二个纵向端部处变成最大值，在该线的中心处变成最小值。

在这种情况下，如该情况是理想的，则薄膜导体21至25的高频电流幅度变成恒定值，因此导体损耗变成理论上可能的最小值(如图12中所示)。但在一种实际情况下，薄膜导体21至25的高频电流的幅度具有互不相同的分布(如图13中所示)，并且当薄膜导体越靠上时，高频电流的幅度越减小。要注意的是在图11、图12和图13的全体中，为了比较起见，使正比于画阴影部分的面积的总的电流值互相一致。再者，由于确定薄膜介质31至34的各自的有效介电常数的膜厚度ΔX_s和介电常数ε_s的设置方式是使传播通过传输线L1至L5的TEM波的相速度大体上彼此相等，故流过薄膜导体21至25的高频电流大体上彼此同相。因此，以同相方式流过薄膜导体21至25的高频电流有效地使趋肤深度δ₀增加。

因此，如用一个高频信号来激励该谐振器，该高频电磁场能量通过相邻的传输线的电磁场之间的耦合转移到上部的传输线，同时在该谐振器的传输线的纵方向上传播。在这种情况下，把该谐振器引入一种谐振状态，这是由于TEM波以一个有效地增大了的趋肤深度δ₀(即一个减小了的表面电阻R_s)传播并且在该半波长线的二端处反射。

图28是示出流过薄膜导体21至25和接地导体11的电流的相对幅度相对于图1的半波长线型谐振器的传输距离的关系的一个图。在这种情况下，按以下所述设置本模拟的参数：

(a)介质基板10的相对介电常数(有效值)ε_mr＝8.85，

(b)介质基板10的基板厚度ΔX_m＝330μm，

(c)薄膜介质31至34的各自的相对介电常数ε_sr＝3.80，

(d)薄膜导体21至25的各自的电导率σ＝5.18×10⁷s/m(材料：Cu)，

(e)薄膜导体21至25的各自的膜厚度Δξ＝0.97m，

(f)接地导体11的电导率σ＝5.18×10⁷s/m(材料：Cu)，

(g)接地导体11的膜厚度Δξ＝10.00μm，

(h)(薄膜导体21至25的各自的宽度)＝(薄膜介质31至34的各自的宽度)＝(介质基板10的宽度)＝(接地导体11的宽度)＝5.00mm

(i)薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s＝0.73m，以及

(j)线长度L＝25.1333mm。

在图28中，Ig及I1至I5分别表示流过接地导体11和薄膜导体21至25的电流的相对幅度。如从图28可清楚地看出的，以预定的速率使流过接地导体11和薄膜导体21至25的电流分开和分流，从而构成各自的驻波。

因此，本实施例的谐振器具有下述的、独特的优点：

(a)由于提供薄膜多层电极，故可有效地增加趋肤深度，以致与常规的谐振器相比可较大地减少导体损耗和表面电阻。这样就可提供一种具有很大的无载Q值但尺寸和重量较小的谐振器或滤波器；以及

(b)举例来说，在一个微带线的情况下，可在不改变线宽度的条件下通过使用一种薄膜多层传输线或改变该多层结构的层数来改变一个线阻抗。这样就便于进行在介质基板上的图形设计。

按照本发明者的模拟，可看出在图12的理想情况下表面电阻的减少率与该多层结构的层数n成反比。另一方面，在图13的实际情况中，可看出表面电阻R_s的减少率与该多层结构的层数n的平方根成反比。

可以这样来构成上述谐振器的结构：只是使该第一实施例的接地导体具有上述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极的结构，剩下的导体具有已知的常规结构。在另一种方式下，可以用如图27中示出的一种方式提供接地导体11，使之具有上述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极的结构。如图27中所示，在该介质基板10的后表面上以一个薄膜导体21a、一个薄膜介质31a、一个薄膜导体22a、一个薄膜介质32a、一个薄膜导体23a、一个薄膜介质33a、一个薄膜导体24a、一个薄膜介质34a和一个薄膜导体25a的顺序进行层叠。在这种情况下，图27中示出的谐振器的工作情况与图1中示出的谐振器的工作情况相类似。再者，可在第一实施例的顶部的薄膜导体25上和在对第一实施例进行修正的实施例的一个薄膜导体25a上形成一个保护性介质。再者，可以用一种保护性介质把该谐振器整体密封或覆盖起来。

在以上描述的第一实施例中，主传输线L1和副传输线L2至L5是微带线。但本发明不限于此，上述传输线也可以是诸如三板型带状线、共平面线、槽状线等的传输线。在这种情况下，至少可将按照本发明薄膜多层导体用于中心导体和接地导体中的任一个。

在以上所述的第一实施例中，薄膜介质31至34的各  自的薄膜厚度ΔX_s和介电常数ε_s的设置方式是使传播通过传输线L1至L5的TEM波的相速度大体上彼此相等。但本发明并不限于此，在另一种方式下可以这样来安排；使得传播通过主传输线L1和副传输线L2至L5中至少一个的TEM波的相速度大体上彼此相等。再者，也可以这样来安排：只提供副传输线L2至L5中的至少一个。

在上述的第一实施例中，薄膜导体21至25的各自的膜厚度Δξ的设置方式是使邻近的传输线L1和L2、L2和L3、L3和L4及L4和L5之间电磁场互相耦合。但本发明并不限于此，在另一种方式下可以这样来安排：使得在主传输线L1和副传输线L2至L5中的至少一个之间电磁场互相耦合。

再者，在上述第一实施例中，主传输线L1是TEM模式的传输线。但本发明并不限于此，该主传输线也可以是一种经过其中传输其它类型模式(如TE模式、TM模式等)的电磁波的传输线。

在上述第一实施例中，描述使用半波长线型谐振器(该谐振器使用电磁场耦合型薄膜多层传输线)的滤波器。但本发明并不限于此，可构成一种使用四分之一波长线型谐振器(该谐振器使用一种电磁场耦合型薄膜多层传输线)。还有，通过分别使一个输入传输线与该电磁场耦合型薄膜多层传输线耦合及使一个输出传输线与该电磁场耦合型薄膜多层传输线耦合，并且是通过比较强的电磁耦合，则可将该电磁场耦合型薄膜多层传输线用作一种具有一个非常低的损耗的传输线。以下将描述该电磁场耦合型薄膜多层传输线的模拟结果。

图25是示出在按照本发明的薄膜多层传输线中薄膜介质31至34的各自膜厚度ΔX_s从0.73μm减少到0.36μm的情况下，流过薄膜导体21至25和接地导体11的电流的有效电流值相对于从输入端算起的一个传输距离的关系的一个图，图26是示出在按照本发明的薄膜多层传输线中薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s从0.73μm增加到1.37μm的情况下流过薄膜导体21至25和接地导体11的电流的有效电流值相对于从输入端算起的一个传输距离的关系的一个图。在上述情况下，如以下所述设置本模拟的参数：

(a)介质基板10的相对介电常数(有效值)ε_mr＝8.85，

(b)介质基板10的基板厚度ΔX_m＝330μm。

(c)薄膜导体21至25的各自的电导率σ＝5.18×10⁷s/m(材料：Cu)，

(d)薄膜导体21至25的各自的膜厚度Δξ＝0.97m，

(e)接地导体11的电导率σ＝5.18×10⁷s/m(材料：Cu)，

(f)接地导体11的膜厚度Δξ_m＝10.00μm，

(g)(薄膜导体21至25的宽度)＝(薄膜介质31至34的宽度)＝(介质基板10的宽度)＝(接地导体11的宽度)＝5.00mm，以及

(h)输入传输功率＝0.1mW＝-10dBm。

在图25和26中，Ig、I₁、I₂、I₃、I₄和I₅分别是当薄膜介质31至34的各自的介电常数ε_sr是3.8和它们的膜厚度ΔX_s是0.73μm时流过接地导体11和薄膜导体21至25的电流的有效电流值。在图25中，Iga、I₁a、I₂a、I₃a、I₄a和I₅a分别是当薄膜介质31至34的各自的介电常数ε_sr是2.4和它们的膜厚度ΔX_s是0.36μm时流过接地导体11和薄膜导体21至25的电流的有效电流值。在图26中，I_gb、I₁b、I₂b、I₃b、I₄b和I₅b分别是当薄膜介质31至34的各自的介电常数ε_sr是5.2和它们的膜厚度ΔX_s是1.37μm时流过接地导体11和薄膜导体21至25的电流的有效电流值。

从图25和26中可清楚地看出，虽然只在输入端激励主传输线L1，但当微波信号传播时，电流也渗入或流入到副传输线L2至L5。然后当信号从输入端传输约四个波长时，流过传输线L1至L5的各电流的电流值变成恒定值。可了解到在现在的模型中总的传输功率的约99.5％的功率被传输到主传输线L1，同时将其它剩下的传输功率分布在副传输线L2至L5中。再者，通过图25和图26的比较，可了解到通过减薄薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s，可减少该渗入电流的一个收敛距离(distance ofconvergence)。这就是说，通过减薄薄膜介质31至34的各自的膜厚度ΔX_s，该电流即刻地或瞬间地渗入输入端的附近。当将图4认为是一种传输线时，一个减小了的变换损耗导致输入端或输出端与该多层传输线之间的连接或耦合。第二实施例

图16是示出使用电磁场耦合型薄膜多层传输线的一种半波长线型谐振器的滤波器的等效电路的电路图，该谐振器是按照本发明的一个第二实施例。

虽然在上述第一实施例中只激励主传输线L1，但也可以这样来安排：以一种类似于第二实施例的方式激励全部的L1至L5的传输线。以下只描述与第一实施例的差别。

如图16中所示，将分别连接到传输线L1至L5的理想变压器T11、T21、…、T51的各个初级线圈以串联方式连接，将一个信号发生器V_sg和其内电阻R_sg的串联电路以串联方式连接在该初级线圈的二端。另一方面，将在相对的端侧上的理想变压器T12、T22、…、T52的各个次级线圈以串联方式连接，将一个负载电阻R_L以串联方式连接在该次线线圈的二端。

图17是示出传输系数S₂₁的频率特性的一个图，该特性是图16的半波长线型谐振器的一个模拟结果。在这种情况下，用与图5中同样的方式设置本模拟的参数。

从图17中可了解到，在2000MHz的中心频率得到一个其传输系数S₂₁约等于-0.050dB的谐振特性。

在上述的第二实施例中，在另一种方式下可以这样来安排：通过使用一个可变的放大器或一个可变的衰减器和一个同相的分配器来激励传输线L1至L5使之被加载。在这种情况下，可改变在传输线L1至L5内传播的电磁场能量的分布。第三实施例

图18是使用一种电磁场耦合型薄膜多层传输线的一个四分之一波长线型带阻滤波器的一个透视图，该滤波器是本发明的一个第三实施例。

在该第三实施例中，如图18中所示，通过在一个介质基板10(该基板10具有在它整个背表面上形成的一个接地导体11)上形成一个微带导体41来形成一个微带线L10。然后，形成包括薄膜导体21至25和薄膜介质31至34的以及具有一个1/4λg的长度的第一实施例的薄膜多层电极，使得最下面的薄膜导体21的位置与该微带线L10的微带导体41的位置隔开一个间隔g3，并使该薄膜导体21与微带导体41靠得很近，足以使二者进行电磁耦合，另外使薄膜导体21至25和薄膜介质31至34的纵方向平行于该微带导体41的纵方向。

图19是包括图18的四分之一波长线型带阻滤波器的一个等效电路的一个电路图。

如图19中所示，微带线L10由一个分布常数电路组成，在该分布常数电路中以串联方式连接LC单元分布常数电路，该分布常数电路包括电感器L100、L101、…、L10n、L10(n+1)和电容器C100、C101、…、C10n、C10(n+1)。把一个激励谐振器的信号发生器V_sg和其内电阻R_sg连接到该微带线L10的一端，把一个负载电阻R_L连接到该微带线L10的另一端。在该主微带线L10中，插入理想变压器T610、T611、…、T61n、T61(n+1)使之连接到该图中单元分布常数电路之间的下面一条线上。通过四端电路F60、F61、…、F6n、F6(n+1)(该四端电路各包括一个对应于接地导体11的分布常数电路并且包含一个损耗电阻)和通过理想变压器T600、T601、…、T60n、T60(n+1)将理想变压器T610、T611、…、T61n、T61(n+1)接地。

在该微带线L10中也插入理想变压器T620、T621、…、T62n、T62(n+1)使之连接到该图中单元分布常数电路之间的上面一条线上。通过微带导体41和对应于位于微带导体41之上的外部空间的四端电路F70、F71、…、F7n、F7(n+1)将理想变压器T620、T621、…、T62n、T62(n+1)分别连接到负载电阻R_L10、R_L11、…、R_L1n、R_L1(n+1)。

再者，如以下所述由间隔g3产生电感性耦合和电容性耦合。这就是说，电感器L11与L101以电感性方式(M)互相耦合，电感器L12与L102以电感性方式(M)互相耦合，以下类推，以致使电感器L1n与L10n以电感性方式(M)互相耦合。而且，电容器C11与C101以电容性方式(C)互相耦合，电容器C12与C102以电容性方式(C)互相耦合，以下类推，以致使电容器C1n与C10n以电容性方式(C)互相耦合。

在如以上描述的方式配置的电路中，通过四分之一波长线型薄膜多层传输线可提供一个其导体损耗非常小的谐振器。因此，通过形成一个与该谐振器电磁耦合的微带线L10，可提供一个其无载Q值非常大的四分之一波长线型带阻滤波器。

虽然在上述第三实施例中使用微带线L10，但本发明并不限于此。可以用其它类型的传输线(如一种共平面线、一种槽状线、一种三板型带状线等)来代替该微带线。经修正的实施例

再者，在如以下描述的经修正的实施例中，通过使用按照本发明的一种电磁场耦合型薄膜多层电极，与常规的电极相比，可显著地减少该电极的表面电阻，这就导致可显著地减少传输损耗。

图20(a)是一种使用按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极的微带线的一个透视图，其中将该电磁场耦合型薄膜多层电极使用于该微带线的一个微带导体51和一个接地导体52上。要注意的是，可只对微带导体51使用电磁场耦合型薄膜多层电极，和只对接地导体52使用电磁场耦合型薄膜多层电极。

图20(b)是一种使用按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极的三板型带状线的一个透视图，其中将该电磁场耦合型薄膜多层电极使用于上述带状线的一个微带导体61和接地导体62和63。要注意的是，可只对微带导体61使用电磁场耦合型薄膜多层电极和只对接地导体62和63的至少一个使用电磁场耦合型薄膜多层电极。

再者，图20(c)是一种使用按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极的同轴线的一个透视图，其中将电磁场耦合型薄膜多层电极用于上述同轴线的一个中心导体71和一个接地导体72。要注意的是，可只对中心导体71使用电磁场耦合型薄膜多层电极和可只对接地导体72使用电磁场耦合型薄膜多层电极。

还有，图20(d)是使用按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极73的一种TM₀₁模式圆波导的一个纵向截面图，其中将电磁场耦合型薄膜多层电极用于该圆波导的一个外表面电极。再者，可对一种矩形波导(未示出)的一个外表面电极使用电磁场耦合型薄膜多层电极。

再者，按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极可适用于在TM模式单模型介质谐振器的一个腔的外表面上形成的电极-膜部分，在该介质谐振器中，将一个核心介质与该腔形成一个整体以便进行模制，举例来说，如在日本专利公开出版物No.HEISEI 03(1991)-292006(日本专利申请No.HEISEI 02(1990)-094862)中所揭示的那种单模型介质谐振器。而且，TM模式的介质谐振器不限于TM模式单模型，该电磁场耦合型薄膜多层电极也可适用于一种例如在日本专利公开出版物No.SHOWA 63(1988)-313901(日本专利申请No.SHOWA 62(1987)-150021)中所揭示的双模型介质谐振器(例如见图23)，并且还可适用于一种例如在日本专利公开出版物No.SHOWA 61(1986)-157101(日本专利申请No.SHOWA 59(1984)-279203)所揭示的三模型介质谐振器。这就是说，不管所使用的模式的数目是多少，该按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极可适用TM模式的介质谐振器的一个电极-膜部分。

图23示出一个双模型介质谐振器75的一个例子，该谐振器75是本发明的一个经修正的实施例。该双模型介质谐振器75是这样来构成的：在一个正方形-圆柱形的谐振器盒77(在该盒77内已对介质的外表面进行金属化处理)的中心部分处提供一个以整体方式形成的、以便与盒77一起进行模制的十字形介质76。在这种情况下，通过使用按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极来提供谐振器盒77的电极。通过这样做可显著地减少该电极的表面电阻，因此可在增加该介质谐振器的无载Q值的同时减少其损耗。

图24示出一种TM_01δ模式型二极介质带通滤波器80的一个例子，该滤波器80是本发明的一个经修正的实施例。该带通滤波器80以下述方式来构成。这就是说，将用于输入和输出的SMA连接器83和84连接在具有一个外周电极82的一个圆柱形介质波导81的二端。将SMA连接器83和84的接地导体连接到外周电极82，同时将在该介质波导81内彼此相对的单极天线85和86分别连接到SMA连接器83和84的中心导体。在单极天线85和86之间的介质波导81内提供二个彼此隔开预定间隔的圆形-圆柱形的介质谐振器87和88，这二个介质谐振器87和88通过环形的介质支承89和90与介质波导81的内周表面进行内部连接。在该带通滤波器80中也通过使用按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极提供外周电极82。这样做可显著地减少外周电极82的表面电阻，以致可在增加该介质谐振器的无载Q值的同时可减少其损耗。

再者，该按照本发明的电磁场耦合型薄膜多层电极可适用于各种不同类型的高频器件的电极，这些高频器件是准备完成诸如隔离器、天线、电感器(如芯片线圈)和电容器等的各特定的高频工作的。

在上述的实施例中，使用固体薄膜介质31至34，但本发明并不限于此，可用诸如空气的气体或流体取代薄膜介质31至34。

在上述的实施例中，薄膜介质31至34具有相同的膜厚度，但本发明并不限于此，可以将薄膜介质31至34的各自的膜厚度设置成互不相同。

在上述的实施例中，薄膜导体21至25具有相同的膜厚度，但本发明并不限于此，可以将薄膜导体21至25的各自的膜厚度设置成互不相同。

在上述的实施例中，接地导体11和薄膜导体21至25是由具有一个良好的电导率的导体(如Cu、Ag、Au等)制成的，但本发明并不限于此，可使用下述的超导体的任一种作为接地导体11和薄膜导体21至25的至少一种材料：

(a)一种纯的金属超导材料，如Nb、Pb等；

(b)一种合金的超导材料，如Nb-Ti合金、Nb-Zr合金等；

(c)一种金属间化合物的超导材料，如Nb₃Sn、V₃Si等；以及

(d)一种陶瓷类氧化物超导材料，例如：

(d-1)La_2-xBa_xCuO_4-δ或La_2-xSr_xCuO_4-δ，诸如

La_1.85Sr_0.15CuO₄等；

(d-2)YBa₂Cu₃O_7-δ(缺氧量δ＝0至1)，如

YBa₂Cu₃O₇等；

(d-3)一种Bi-Sr-Ca-Cu-O类超导材料，该种Bi-Sr-Ca-Cu-O类超导材料是通过先在800至870℃的温度下对Bi₂O₃、SrCO₃、CaCO₃和CuO的一种混合物的粉末进行短暂的烘烤，之后在850至880℃的温度下在常压对该粉末进行烧结而得到的；

(d-4)一种TI-Ba-Ca-Cu-O类超导材料，该种TI-Ba-Ca-Cu-O类超导材料具有TI₂CaBa₂Cu₂O_x的主要组成部分，该主要组成部分是通过对TI₂O₃、CaO、BaO和CuO的粉末进行混合和成形，其后在一个大气压下将该已成形的粉末的混合物在密封条件下插入一个包含氧气的二氧化硅管中并在880℃的温度下对其加热3小时而得到的；

(d-5)一种EBCO类，以及

(d-6)一种BPSCCO类；

(e)一种有机物质的超导材料，例如：

(e-1)一种四甲基四硒代富瓦烯(TMTSF)的超导材料，例如，(TMTSF)₂ClO₄等；

(e-2)一种二(乙烯二硫醇)四硫代富瓦烯(BEDT-TTF)的超导材料，例如β(BEDT-TTF)₂I₃等，以及

(e-3)一种dmit类超导材料。

工业上应用的可能性

如以上所描述的，按照本发明，提供一种薄膜多层电极，在该电极中交替地层叠薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)以便堆积或层叠多个TEM模式的传输线(L2-L5)，该TEM模式的传输线(L2-L5)各包括一对薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，在上述各对薄膜导体之间各插入薄膜介质(31-34)，其中使传播通过多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的TEM波的相速度大体上彼此相等，并且使薄膜导体(21-25)的各自的膜厚度小于所使用的频率的趋肤深度，以致使多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的电磁场互相耦合。因此，可有效地增加趋肤深度，故与常规的传输线相比可明显地减少导体损耗和表面电阻，同时与常规的结构相比可明显地防止外部尺寸的增加。通过使用本发明的薄膜多层电极可提供具有更小的传输损耗的高频传输线、各自具有一个非常大的无载Q值的高频谐振器或高频滤波器、或各自具有更小的尺寸和重量的高频器件。

     根据条约第19条修改时的声明(译文)    权利要求1中明确了“设定上述各薄膜介质(31-34)的膜厚使得在上述多种TEM模式传输线(L2-L5)中的至少两种中传播的各个TEM波的相速度相互之间实质上一致起来”    权利要求3中明确了“设定上述各薄膜介质(31-34)的膜厚使得在上述多种TEM模式传输线(L2-L5)中的至少两种中传播的各个TEM波的相速度相互之间实质上一致起来”    权利要求5中明确了“设定上述各薄膜介质(31-34)的膜厚使得在上述第1传输线(L1)中传播的电磁波的相速度和在上述第2传输线(L2-L5)中的至少一种线路中传播的TEM波的相速度相互之间实质上一致起来”    在国际调查报告中，公开了下面的引用例。    (1)JP，B，28-3635(以下称为引用例1)    (2)JP，B，30-1787(以下称为引用例2)    (3)JP，B，30-4632(以下称为引用例3)    (4)JP，A，51-138881(以下称为引用例4)    (5)JP，A，4-43703(以下称为引用例5)    在这些引用例中，虽然在引用例1、2、3中特别地明确指出了“薄膜导体的膜厚设定得比使用频率的趋肤深度还要薄”，但是，在上述所有的引用例中并未明确指出“设定上述各薄膜介质(31-34)的膜厚使得在上述多种TEM模式传输线(L2-L5)中的至少两种中传播的各TEM波的相速度相互之间实质上一致起来”    若按照本发明，通过薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)交互积层、由将上述薄膜介质(31-34)夹在中间而设置的一对上述薄膜导体(21和22，22和23，23和24，24和25)分别构成的多种TEM模式传输线(L2-L5)积层后形成薄膜积层电报，设定上述各薄膜介质(31-34)的膜厚使得在上述多种TEM模式传输线(L2-L5)中的至少两种中传输的各TEM波的相速度相互之间实质上一致起来，而且，上述薄膜导体(21-25)的膜厚设定得比使用频率的趋肤深度还要薄，使得上述多种TEM模式传输线(L2-L5)中的至少两种的电磁场互相耦合起来。在此，由于设定上述各薄膜介质(31-34)的膜厚使得在至少两种传输线中传播的各TEM波的相速度相互之间实质上一致起来，所以流过上述各薄膜导体(21-25)的高频电流实质上互相同相位。因此，有实效地增大了趋肤深度，由此，在外形尺寸与先有的结构相比没有实质性增大的情况下与先有技术相比可以大幅度降低导体损耗和表面阻抗。使用本发明的薄膜积层电极可以使具有较小传输损失的高频传输线、有极大的空载Q值的高频谐振器或高频滤波器、或者高频器件实现小型化、轻量化。权利要求书

按照条约第19条的修改

1.一种高频电磁场耦合型薄膜多层电极，其特征在于：

交替地堆积薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)以层叠多个TEM模式的传输线(L2-L5)，上述TEM模式的传输线(L2-L5)各包括一对上述的薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，在上述各对薄膜导体之间各插入上述的薄膜介质(31-34)，

其中上述薄膜介质(31-34)的各自的膜厚度的设置方式是使得传播通过上述多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的TEM波的相速度大体上彼此相等，以及

其中上述薄膜导体(21-25)的各自的膜厚度的设置方式是使其小于所使用的频率的趋肤深度，以致使上述多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的电磁场互相耦合。

2.权利要求1中所述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极，其特征在于，其中上述薄膜导体(21-25)各由一种超导材料制成。

3.一种至少具有一个导体的高频传输线，其特征在于，

上述导体包括一个薄膜多层电极，在该电极中交替地堆积薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)以层叠多个TEM模式的传输线(L2-L5)，上述TEM模式的传输线(L2-L5)各包括一对上述薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，在上述各对薄膜导体之间各插入薄膜介质(31-34)，

其中上述薄膜介质(31-34)的各自的膜厚度的设置方式是使得传播通过上述多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的TEM波的相速度大体上彼此相等，以及

其中使上述薄膜导体(21-25)的各自的膜厚度小于所使用的频率的趋肤深度，以致使上述多个TEM模式的传输线(L2-L5)中的至少二个的电磁场互相耦合。

4.权利要求3中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述高频传输线是一种波导。    

5.一种高频传输线，其特征包括：

一个第一传输线(L1)，以及

至少一个TEM模式的第二传输线(L2-L5)，在该第二传输线中交替地堆积薄膜导体(21-25)和薄膜介质(31-34)，使得上述TEM模式的第二传输线(L2-L5)各包括一对上述薄膜导体(21和22、22和23、23和24及24和25)，在上述各对薄膜导体之间各插入上述薄膜介质(31-34)，

其中上述薄膜介质(31-34)的各自的膜厚度的设置方式是使传播通过上述第一传输线(L1)的电磁波的相速度和传播通过上述第二传输线(L2-L5)中的至少一个的TEM波的相速度大体上彼此相等，以及

其中使上述薄膜导体(21-25)的各自的膜厚度小于所使用的频率的趋肤深度，以致使上述第一传输线(L1)的电磁场和上述第二传输线(L2-L5)的至少一个的电磁场互相耦合。

6.权利要求5中所述的高频传输线，其特征在于，其中使构成上述第二传输线(L2-L5)的上述薄膜介质(31-34)的各自的有效介电常数小于构成上述第一传输线(L1)的上述介质的有效介电常数。

7.权利要求5或6中所述的高频传输线，其特征在于，其中使构成上述第二传输线(L2-L5)的上述薄膜介质(31-34)的厚度小于构成上述第一传输线(L1)的上述介质的厚度。    

8.权利要求5至7的任一项中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述高频传输线(L1)是一种微带线。

9.权利要求8中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述微带线包括在该介质基板(10)的第一表面上作为一个微带导体而形成的上述第二传输线(L2-L5)以及在上述介质基板(10)的第二表面上形成的一个接地导体(11)。

10.权利要求8中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述微带线包括在一个介质基板(10)的第一表面上作为一个微带导体而形成的上述第二传输线(L2-L5)中的一个和在上述介质基板(10)的第二表面上作为一个接地导体而形成的上述第二传输线(L2-L5)中的另一个。

11.权利要求5至7的任一项中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述高频传输线是一种带状线。

12.权利要求5至7的任一项中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述高频传输线是一种同轴线。

13.权利要求3至12的任一项中所述的高频传输线，其特征在于，其中上述薄膜导体(21-25)中的至少一个由一种超导材料制成。

14.一种如权利要求3至13的任一项中所述的一种包括具有预定的尺寸的上述高频传输线的高频谐振器。

15.权利要求14中所述的高频谐振器，其特征在于，其中上述高频传输线在传输通过该高频传输线的信号的一个方向上具有等于该信号的一个波导波长的四分之一的长度。

16.权利要求14中所述的高频谐振器，其特征在于，其中上述高频传输线在传输通过该高频传输线的一个信号的一个方向上具有等于该信号的一个波导波长的一半的长度。

17.一种高频滤波器，其特征包括：

一种如权利要求14至16的任一项中所述的高频谐振器，上述高频谐振器具有一个预定的长度；    

一个用于把高频信号输入到上述高频谐振器的输入端(12)；以及

一个用于将高频信号从上述高频谐振器输出的输出端(13)。

18.一种高频带阻滤波器，其特征包括：

一个传输线(L10)，上述传输线(L10)用于在其一端输入高频信号和在其另一端输出上述高频信号；以及

一个如权利要求14至16的任一项中所述的、与上述传输线(L10)耦合的高频谐振器。

19.一种介质谐振器，其特征包括：

一个包含一个导体的谐振器盒(77)；以及

一个具有一种预定形状的介质(76)，上述介质被放置在上述谐振器盒(77)内，

其中上述导体由如权利要求1或2中所述的上述高频电磁场耦合型薄膜多层电极形成。

20.一种高频滤波器，其特征包括：

一个如权利要求19中所述的介质谐振器；

一个用于将高频信号输入到上述介质谐振器的输入端，上述输入端与上述介质谐振器电磁耦合；以及

一个用于将高频信号从上述介质谐振器输出的输出端，上述输出端与上述介质谐振器电磁耦合。

21.一个具有一个电极以完成预定的高频工作的高频器件，其特征在于，

其中上述电极包括一个如权利要求1或2中所述的高频电磁场耦合型薄膜多层电极。