频分多路复用信号的时分多路复用处理装置

摘要

一种用以调谐地处理与多个正交调幅载波有关的装置，包含有抽样装置，可将多个已调载波转换成抽样数据的格式。此抽样装置设置成以相当于最高频率载波的符号率(Symbol Rate)四倍的频率来对信号抽样，而使所得的样本分别交错地对应于信号的同相分量和正交相位分量。抽样得到数据信号将再次加以抽样，以将各信号的同相分量和正交相位分量加以分离开。各信号的同相样本被时分多路复用，并耦合至设置成以时分多路复用方式操作的尼奎斯特或符号整形滤波器上。

说明书

本发明是关于一种用以对频率多路复用正交调幅（QAM）信号进行时间多路复用的装置。

本发明将以高级电视研究集团（Advanced    Television    Research    Consortium（ATRC）所提出的处理HDTV信号的型式的高清晰度电视接收机（ADTV）为背景加以说明，但应了解本发明并不仅限此种系统的应用，其也可使用于其它具有谐调相关的调幅载波的系统上。

图1中显示具有ADTV系统格式的电视信号。此信号限定为具有与NTSC之制式一致的6MHz带宽。但是，不同于NTSC电视信号的是，此ADTV信号包含有二个正交调幅载波，其中之一位于6MHz频道间隔的较低四分之一内，而另一个则位于6MHz频道间隔的较高四分之三内。比较高载波具有的带宽为较低载波带宽的四倍，该较高载波频率恰好是该较低载波频率的四倍（相对于一预定参考值而言）。在图1的例中，二个载波均被调制成16个QAM。

图2显示包括调谐器中频和QAM解调电路的一般ADTV接收机装置的一部分。此种装置的细节，将不在本文内加以说明，但可参见美国专利案（1991年2月4日申请的第650，329号）。但应注意的是其分别用以处理二个QAM信号之并联处理电路（单元118、120、122、124、126、128，以及单元119、121、123、125、127、129）。这些并联处理通路的每一个均包含有相当大且复杂，因而相当昂贵的硬件。本发明就是要减少该种并联处理用的硬件，以便此种系统可为一般消费者负担得起。更特别地是，本发明是要使用时分多路复用方式之处理装置，以便至少除去用以处理诸如图1中所示之二个QAM信号的频分多路复用信号的并联处理电路中的一部分。

根据本发明的原理，提供用于处理在一个频道中包含有多个QAM信号的信号的装置。该装置包括响应于频道信号以分离多个QAM信号中的同相位及正交相位分量的那些信号。其中有响应于多个QAM信号的同相位分量那些信号产生多个QAM信号的同相位分量那些信号的时分多路复用信号的装置。其中也提供有响应于该时分多路复用信号处理该时分多路复用信号的装置。而且，一个应用装置决定已处理过的信号用以存贮或显示。

图1是ADTV信号频谱的圆形。

图2是一个具有调谐器和QAM解调电路的ADTV接收机之一部分的方块图。

图3是实施本发明以时分多路复用方式处理多个QAM信号之电路方块图。

图4是以时分多路复用方式滤波二个信号的FIR滤波器方块图。

图5是图4滤波器中之一级的示意图。

图6是图5电路操作的各时钟信号的时序图。

图7是图3中I，Q    DEMUX    AND    MUX单元20的方块图。

图8是一个可实施于图3中单元24内的自适应时分多路复用的旋转器电路方块图。

参阅图3，其中显示一个更具成本效益的ADTV接收机的一部分。在图3中，一个具有如图1所示信号频谱特性的广播信号输入至调谐器/中频电路10上。中频级内的本地振荡器是选定成可将标准优先级（SP）频道之中心下转换成SP频道的符号率。此中频频率选定为43.5MHz，其可将基带SP频道之中心置于3.84MHz。下转换的ADTV信号将输送至一个模/数转换器（ADC）12上。此ADC12的时钟频率是四倍于SP频道符号率，或是15.36Mhz。输入至ADC之抽样时钟信号（以及其它系统之时钟信号）是自时钟单元14内产生的。单元14可包含有一个与一锁相环结合的VCXO，以将系统时钟及抽样时钟锁相于QAM载波的一个上。

由ACD12所产生的15.36MHz样本被输送至一低通滤波器16，该滤波器具有一个可衰减宽带（SP）QAM载波，但让较窄之（HP）QAM载波通过的通带。经低通滤波过之高优先级（HP）样本将输送至电路单元20上，并输至一减法器18之减数输入端上。来自ADC    12的15.36MHz    ADTV样本则传输至减法器18的被减数输入端上。由减法器所产生之差值代表此ADTV信号的SP部分，也就是说低通滤波器16和减法器18二者之组合可提供高通或带通滤波器的功能，以衰减频谱中由HP信号分量所占据之部分。由减法器18所提供之SP信号分量亦传送至电路单元20上。

单元20可将各HP和SP    QAM信号解调成其各自的同相分量（I）和正交相位分量（Q）。其也是时分多路复用SP和HP信号的同相分量，也是时分多路复用SP和HP信号的正交相位分量。SP信号的符号率正好是HP信号的符号率的四倍。ADTV信号除了是以四倍于SP符号率（十六倍于HP符号率）的频率加以抽样，抽样时刻也是锁相于SP载波上。因此，SP信号的样本是交错地对应于信号的同相及正交相位信号分量。SP信号可仅通过将样本交错地分析成I信号通路和Q信号通路而分离成其同相及正交相位分量。HP信号则可通过自HP样本流中挑选每第四个样本，再将这些样本交错地分析成I信号通路和Q信号通路，而将其同相和正交相位分量加以分离。

对分离的HP信号内的每一个I（或Q）样本而言，其均有四个I（或Q）样本在分离的SP信号中。SP的I或Q样本以7.68MHz的速率发生，而HP的I或Q样本则以1.92MHz的速率发生。单元20可以四个SP样本对一个HP样本的比例时分多路复用I（Q）分量样本，并将多路复用的I（Q）样本耦合至一尼奎斯特或符号整形滤波器22上。

图7显示了单元20所用电路的例子。在图7中，自减法器18而来的带通滤波过的SP信号将被传送至一个一对二多路复用器30上，而低通滤波过的HP信号则传输至一对二多路复用器31上。SP和HP信号二者均是以15.36MHz速率产生。各多路复用器30和31的控制输入端C以7.68MHz频率进行钟控，以操控这些多路复用器将输入样本交错地传送至各多路复用器的I和Q输出端，从而将I和Q分量分离开。但是请注意，即使多路复用器30和31将HP和SP信号的I和Q分量分离开，这些I和Q信号并未被加以解调，因为交错的样本对应于180度相位。解调是通过将连续的I样本和连续的Q样本乘以1，-1，1，-1，1，-1，1等等而完成的。此相乘操作是由异或门XOR35和36所完成的，其具有第一输入端，用以接收I和Q样本，以及第二输入端，耦合有频率为自多路复用器输出的符号率一半的时钟信号。

在此系统中，解调并不一定要在此处进行。其是否在此处进行会影响的是下一个滤波器函数的形式。若解调是在此处进行，其后的尼奎斯特滤波器将具有低通转移函数。反之，若解调是在尼奎斯特滤波器之后进行的，则此尼奎斯特滤波器将具有带通转移函数。

来自各多路复用器的HP和SP同相分量输出的速率是7.68MHz。SP的I样本将传输至一串行输入并行输出移位寄存器32，其可将样本以7.68MHz的速率移位（Shift）。移位寄存器32的相继的输出端连接至五输入端并行输入串行输出移位寄存器34的后四个输入端HP的I样本则输送至一补尝延迟级33，其可以7.68MHz的速率将样本移位。自级33输出的样本将传输至移位寄存器34的第五个输入端。移位寄存器34的负载输入端（Load    Input）则输入15.36/8Mhz速率的脉冲信号，以便加载一组四个连续SP和一个HP的I分量样本。移位寄存器34接着以9.62MHz时钟信号进行钟控，以便产生时分多路复用的SP和HP同相分量样本的串联数据流。正交相位样本亦是利用相似的电路（未显示），以相似的方法加以分离，并进行多路复用。

自单元20输出的解调的并多路复用的I和Q样本将传送至平方根尼奎斯特滤波器22上。图1中所示的信号是以过量的带宽所发射传送的，此带宽将在其发射机内由尼奎斯特滤波器加以限值。为使接收机的信号噪音减至最小，所接收到的信号将由具有和安装在发射机内的尼奎斯特滤波器大致上匹配的转移函数的尼奎斯特滤波器加以滤波。这些滤波器是有限冲激响应（Finite    Impulse    Response，FIR）型，一般具有30个或更多个分接头，以及相关的加权电路（Weighting    Circuit）。这些滤波器是非常密集的硬件。将这些滤波器安排成以时间多路复用（TDM）方式操作，以处理时分多路复用的I和Q样本，可大幅度减少所需的硬件。

图4以方块图形式显示I和Q滤波器22之一的一部分的例子。此滤波器设置成一输入加权FIR滤波器。假设来自单元20的时间多路复用的I样本传输至标志为INPUT的总线上。这些样本将输送至加权电路W_n+i的每一个上，其中分别以各自的系数C_n+i加以加权。自各加权电路送出的加权过样本将耦合至各自的加法器上，这些加法器则由延迟级D_SP（D_HP）互相连接在一起。这些延迟级是以抽样速率进行钟控的，以连续地处理送至其上的样本，并在此滤波器右侧处的输出端上产生一经滤波的信号。请记住样本发生的次序为SP、SP、SP、SP、HP、SP、SP、SP、SP、HP等。当一个SP样本送至输入端上时，延迟级D_SP将被启动或被钟控，而当一个HP样本送至输入端上时，D_HP延迟级会被启动或被钟控。利用此方法，SP（HP）样本将会和HP（SP）样本互相独立地分别滤波。每次某种特定形式的样本SP（HP）被传送至输入端上时，将只有那些储存有相同形式样本SP（HP）的延迟级会在加法器电路之间连接，而构成一个仅可对该种形式样本操作的滤波器。也就是说，当SP（HP）样本传送至输入端上时，D_HP（D_SP）延迟级实际上将会被自此电路中移除（但其内所含有的信息将会被保留下来）。此二种形式的延迟级对于上述的样本次序的一般时序图显示于此图式中，并标示为D_SP时钟信号及D_HP时钟信号。

图中所示的系统的加权系数C_n+i的来源包含有二个系数C_n+i和C^′_n+i，其可应用于时分多路复用的滤波器的一般应用上。在此例中，如有需要，这些系数可针对不同形式的样本加以转换。也就是说，此滤波器可安排成能针对不同信号而使用不同的系数，以对不同的信号提供不同的转移函数。因此，如果HP和SP信号要以不同的滤波器函数加以处理，例如说在HP（SP）样本输送至滤波器输入端上时，此组系数C_n+i（C^′_n+i）则将会送至加权电路W_n+i上。系数间的转换可由系数控制信号（例如图6中的信号CB）加以操作。

图5中更详细地显示出可用以实施延迟级D_SP和D_HP的电路的范例。所示的电路设置成仅适应一比特信号样本。实际上，有许多个这样的电路，其数量和送至其上的样本的比特数相同，以并联方式设置。所需用以操作图5电路的时钟和/或控制信号的波形显示于图6中。在图6中，标示为SP、PH等的小方格横列代表样本间隔和在各样本间隔内施加至滤波器输入端上的各样本的形式。

在图5中，晶体管T1、T2、T3、T7，以及反相器INV1和INV2构成D_SP延迟级一比特的电路，而晶体管T4、T5、T6、T8，以及反相器INV3和INV4则构成D_HP延迟级一比特的电路。时钟信号CSP1是施加于晶体管T1和T3上，以将SP信号样本自前一加法器耦合至反相器INV1上，并将SP信号样本自反相器INV2耦合至下一加法器上。耦合至反相器INV1上的样本会储存于与反相器INV1的栅极相连之杂散电容Cs上。在晶体管T1截止时，此样本会保留在此栅极电容上。反相时钟信号CSP2施于晶体管T2上，以控制T2，而将反相器INV1的输出端耦合至反相器INV2的输入端。这会在晶体管T1截止后立即发生。传输至反相器INV2的样本数值会储存于连接至INV2栅极的杂散电容Cs内。在一抽样周期n的第一个半周内，INV2会储存样本n-1，在晶体管T3由时钟信号CSP1控制导通的抽样周期n的部分内，将样本n-1提供至输出加法器。在此同时，来自输入加法器的样本n会经由晶体管T1施加至反相器INV1。晶体管T1和T3会在约为抽样周期n的中间处时截止，而样本n则储存于INV1的栅电容，样本n-1则由INV2输出。在样本间隔n的第二个半周内，晶体管T2会导通，将INV1的输出电位耦合至INV2的栅极，在此时，INV1的输入端和INV2的输出端均具有相同的电位（相当于样本n的状态）。由于同样的电位存在于INV1的输入端和INV2的输出端上，这些点可互相连接在一起，以便无限期地将此电位保留于其上。但是在二个连续的抽样周期之间，并不需要进行此种联结来保留样本信息，因为闸电容够大，足以在样本产生的频率上留存这些数值。晶体管T7是供进行此种联结之用的，但在此例中，T7仅在HP样本传送至此滤波器上之抽样周期内，才会被控制导通。请注意，当晶体管T1和T3被控制成不导通状态时，晶体管T1和T3间的电路实际上被自此系统中去除，但储存于其内之数据则不会丢失。

晶体管T4和T6间的电路及其间之部件除了它们是由时钟信号CHP1、CHP2和CB所加以控制之外是以相似的方式操作，且如图6中所可看到的，它们是安排成在相对的电路不动作时才开始操作的。

请再次参阅图3，尼奎斯特滤波器22的输出信号将输送至单元24上，此单元包含有一均衡器或消重影器（Deghoster）。这些功能可在来自滤波器22的时分多路复用过信号上进行。在一个此种型式的实施例中，此均衡器及消重影器可设有一对应于时分多路复用过信号的参考基准，以供产生适当的系数来修正滤波器。由于此种消重影器和/或均衡器是针对时间多路复用过信号而调整的，它们可以采用任何已知的构形。另一种方法是将HP和LP样本多路分解处理，并在其传输至去压缩电路前，将其施于独立的并联均衡器和消重影器电路上用以存贮或显示。

一般而言，诸如包含于单元24内的电路的输入端均设有另外的校正电路，以补偿施加ADC12上的抽样时钟信号上的相位误差。若施于ADC上的抽样的时钟信号并未准确地锁相于QAM载波上，则由单元20所提供的I和Q样本，虽然是相对于真正的正交分量（但不同于所要的正交分量），亦会具有误差。此种另外的校正电路一般是称为旋转器（Rotator）或反旋转器（Derotator）。可以看到，在任何组的正交信号上进行复数乘法而将此组正交信号旋转至所希望角位置上，即正交信号I和Q可根据下列关系式加以旋转，以成为校正的正交信号I′和Q′：

I′＝Icos（Φ）+Qsin（Φ）

Q′＝Qcos（Φ）-Isin（Φ）

其中Φ是校正角度。一般而言，可用以进行此种校正的电路是已知的，可参见图8。时间多路复用的I和Q信号将施于一复数乘法器50上各自的输入端上。来自系数产生器51的校正系数（COS、SIN）将输入至乘法器50的第二组输入端上。由乘法器50所产生的复数乘积将传送至一限值器52及一分析器53上。限值器52的输出信号亦传送至分析器上，而分析器则会依据施用于限值器之前和之后产生的信号，而产生一相位误差信号。此相位误差信号将输入至环路滤波器54，其后再输至系数产生器51，该相位误差信号被编程以提供与现阶段相位误差成比例的正确校正因子。若想要得知此种型式装置的更详细解说，读者可参阅由Lee和Messerschmitt所著之“DIGITALCOMMUNICATION”一书（由美国麻州波士顿市Kluwer    Academic    Publishers公司于1988年出版）。

在一个所用的信号是经时分多路复用的系统中，必须要进行某些调整。一般而言，SP和HP样本均会被乘以相同的系数，因为它们会有相同的抽样相位误差。但是校正系数的计算会因时间多路复用的信号而变得复杂。一种产生正确系数的方法是在HP样本产生时使分析器53无作用，而仅对SP样本进行相位分析。这在图8中示为通过施加时钟信号CB（图6）来启动分析器53的（E）输入端。由于80%的时间内均是产生SP样本，而且这些样本会在四个样本组上连续，因此可得到相当准确的误差计算结果。此方法的负效应是需要稍微多一点的时间来达到收敛。

计算时间多路复用信号的相位误差的第二种方法是对HP和SP样本分别产生独立的误差数值。假设在限值器52内没发生延迟，独立的误差数值可通过使用平行环路滤波器，并将分析器53所产生的SP误差导引至其中一个环路滤波器上，再将HP误差送至第二个环路滤波器上而得到。各环路滤波器所产生的输出信号可同步地伴随HP和SP样本的发生，而有选择地送至系数产生器51上。可提供独立的误差信号至系数产生器51上的装置的范例显示于方块55内。若方块55安装于此系统内，则分析器53可连续地启动，而非由信号CB做选择性的启动。但信号CB可用以对方块55内的多路复用电路进行选择性的操作。