电压型脉宽调制交流/逆变器系统及其控制过程

摘要

本发明涉及电压PWM变流/逆变器系统，它包含：用以将输入的交流电转换为直流电并将其输出的变流器，用以将由变流器输出的直流电转换为交流电并将其输出的逆变器，插在变流器和逆变器之间的平滑装置，用以计算逆变器瞬时有效功率并将其计算值输出的瞬时有效功率计算装置，根据变流器指令值，平滑装置直流端电压值和瞬时有效功率计算值，用于对变流器进行电压PWM控制的变流器控制器，以及根据逆变器指令值和逆变器输出的交流功率，用于对逆变器进行电压PWM控制的逆变器控制器。

说明书

本发明涉及一种能够将输入输出的电流波形转变为象正弦波那样的交流波的电压脉冲宽度调制（PWM）变流/逆变器系统及其控制过程。具体地说，涉及使直流电容器电压不但在稳态保持恒定，而且在瞬态也保持恒定的一种控制。

一般变流/逆变器系统用来通过变流器将交流电（民用电）转换为直流电，再通过由电容等组成的平滑电路对该直流电进行平滑处理，并由逆变器将其转换为频率可变的交流电。PWM是控制该系统过程中的一个环节。在能将输入输出电流的波形变换为正弦波的正弦波PWM控制过程中，变流器和用于平滑的直流电容器由正弦波交变电流产生恒定电压的直流，即产生直流功率，并将其提供给逆变器。逆变器在非等距控制脉冲宽度的同时，切断该直流电以改变其频率，从而获得与正弦波形交流电功率相等的功率。

为控制电压PWM变流/逆变器系统的直流电容器电压（即平滑电容器的端电压）保持恒定，常规做法是应用所谓的反馈控制，即检测直流电容器电压，将该电压值与指令值相比较来控制逆变器。这种控制过程在由电气工程师学会1983年4月在东京主办的会议论文集（IPEC-TOKYO′83）第720页至731页上已有说明。

但是这种常规的控制过程有一缺点，就是在所谓瞬态阶段，例如，当负载马达的速度指令突然改变，或负载转矩突然改变时，控制直流电容器电压（平滑电容器电压）保持恒定较为困难。特别是当功率再生，或负载转矩突然减小时，直流电容器电压上升，导致用于变流器和逆变器中的开关装置击穿是危险的。

在常规的控制过程中，该反馈控制仅基于对直流电容器端电压变化的检测，因此，检测延迟是一个不利因素。当负载突然变化时为控制直流电容器电压恒定，必须对用于反馈控制系统的比例积分（PI）控制器设置一个大的比例增益Kp和积分增益Ki。但是，大的增益Kp，Ki往往导致控制系统不稳定，因此考虑到系统的稳定性，增益Kp，Ki不能设置得太大。

本发明的第一个目的是提供一种能高速稳定地控制平滑电容器两端间的直流电压的电压型PWM变流/逆变器系统。

本发明的第二个目的是提供一个能高速稳定地控制直流电容器电压的上述系统的控制过程。

根据本发明的电压PWM变流/逆变器系统包含有：用于将输入的交流电功率转换为直流电功率并将其输出的变流器装置;用于将由变流器输出的直流电功率转换为交流电功率并将其输出的逆变器装置;插入变流器装置和逆变器装置之间的平滑装置;用以对属于逆变器装置的瞬间有效功率加以计算以输出瞬间有效功率计算值的瞬间有效功率计算装置;根据变流器指令值及平滑装置的直流端电压以及瞬时有效功率计算值对变流器装置进行电压PWM控制的变流器控制装置;以及根据逆变器指令值和由逆变器装置输出的交流电功率对逆变器装置进行电压PWM控制的逆变器控制装置。

根据本发明的电压PWM变流/逆变器系统控制过程包含计算属于逆变器的瞬时有效功率并将该计算输出反馈到变流器的控制系统，该过程可将输入电流和输出电流同时转换为交流波，并检测插在变流器和逆变器之间的平滑装置的端电压将其反馈到变流器的控制系统。

通过下文的细节描述和附图将对本发明得到更全面地了解，但附图仅用来作示意性说明，所以不能认为可以此来限制本发明。

本发明进一步的适用范围通过下文的细节说明将变得很明了。然而，既然通过下文具体说明，在本发明的精神和范围中的各种变化和改进对该领域的技术人员是显然的，所以应该认识到，在给出本发明最佳实施例时，其细节描述和具体实例仅用作示意性说明。

图1是根据本发明一个实施例的全部系统框图;

图2是瞬时有效功率计算电路一个实施例的框图，该电路是该实施例系统的主要部分;

图3是详细描述瞬时有效功率计算电路实施例的框图;

图4是根据另一实施例的系统框图，用于说明系统的控制过程;

图5是瞬时有效功率计算电路另一实施例的框图;

图6测试本发明效果的实验系统的框图;

图7是由实验获得的表示稳定特性的波形图;

图8是直流电容器二端的电压波形电流波形图;

图9和图10是表示各部分的瞬态响应的波形图。

如图1所示，按照本发明的一个实施例的系统基本部分包括：一个交流电源10，一个对由交流电源10提供的三相交流电进行整流的变流器20，一个从与永久磁铁同步马达（PM）40旋转角速度一致的经整流的直流电中产生交流电的逆变器30。将用来消除高谐分量的电抗器50插在交流电源10和变流器20之间，将用于平滑的电容器60（直流电容器）插在变流器20和逆变器30之间。变流器20和逆变器30的主要电路用的是有传统的三相桥路接法并应用IGBT模件作为功率元件。逆变器30的负载是马达（PM）40。可以使用感应马达或别的交流马达，在这种情况下，变流器20和逆变器30的控制系统并不完全相同，但仍有相同的基本电路结构。

变流器20的控制系统基本上包括下列器件。它们是：一个PI控制器21，它将平滑电容器60的端电压（直流电容器电压Vcd1）与它的指令值Vcd2相比较，并根据比较结果，输出P信号;一个电流基准计算电路22，它基于输入到变流器20的三相电压检测值Vr₁、Vs₁、Vt₁和来自PI控制器21的P信号计算电流基准i_r2、i_s2、i_t2;以及一个PWM电路24，它基于上述指令值Vr₂、Vs₂、Vt₂三角载波控制变流器20。上述的检测值Vr₁、Vs₁、Vt₁由电压检测器25提供。检测值i_r1，i_rs1，i_t1由电流检测器26提供。在这个实施例中，将来自PI控制器21的P信号和来自瞬时有效功率计算电路70的Pd信号相加后的信号提供给电流基准计算电路22。这涉及后面将详尽说明的本发明的特征。该说明同样适用于不将信号Pd与信号P相加的假定。

变流器20及其控制系统操作如下：

平滑电容器60的端电压，即直流电容器电压的指令值Vcd₂和检测值Vcd₁相比较，通过PI控制器21获得P信号。PI控制器21计算公式（1）

P＝K_p＊（V_cd2-V_cd1）+K_i＊∫（V_cd2-V_cd1）dt…（1）

其中，Kp为比例增益，Ki为积分增益。

P信号是通过反馈有待加到平滑电容器60上的直流电容器电压而得到的瞬时有效功率，该瞬时有效功率提供给电流基准计算电路22。电路22计算公式（2）

其中Vr₁，Vs₁，Vt₁是变流器的三相输入电压。

由电流基准计算电路22获得的电流基准i_r2，i_s2和i_t2提供给电压基准计算线路23。电流基准计算电路23根据下式（3）、（4）和（5）由PWM电路24计算用于PWM控制的电压基准V_r2、V_s2、V_t2。

V_r2＝K＊（i_r2-i_r1）+V_r1…（3）

V_s2＝K＊（i_s2-i_s1）+V_s1…（4）

V_t2＝K＊（i_t2-i_t1）+V_t1…（5）

这里，PWM电路24使用三角波比较方法。

逆变器30的控制系统基本包含下列器件。它们是：PI控制器31，它用来比较负载马达40的角速度信号Wm₁和指令值W_m2，并根据比较结果输出转矩电流指令值i_g2;电流基准计算电路32，它根据上述的指令i_g2和马达的转子位置信号Q_m输出电流基准i_u2、i_v2、i_w2;电压基准计算电路33，它根据上述的指令值i_u2、i_v2、i_w2和反电动势的估算值eu，ev，ew及逆变器30的输出电流检测值i_u1、i_v1、i_w2输出电压基准Vu₂，Vv₂，Vw₂;以及PWM电路34，它根据指令值Vu₂，Vv₂，Vw₂对逆变器30进行PWM控制。上述的角速度信号Wmt是由马达40装置的位置传感器（PS）41中的速度传感器（TG）42所产生的，转子位置信号θm由位置传感器41产生。上述的估算值eu，ev，ew由反电动势估算电路43根据角速度信号Wm和转子位置信号θm产生。上述的检测值i_u1、i_v1、i_w1由电流检测器44提供。

逆变器30的操作及其控制系统如下。

PI控制器31将由速度传感器42检测的马达40的角速度信号Wm₁与速度指令值Wm₂相比较，产生一个使角速度信号Wm₁与速度指令值Wm₂一致的转矩电流指令值i_g2。PI控制器31计算下式（6）

l2＝K_p＊（W_m2-W_m1）+K_i＊∫（W_m2-W_m1）dt…（6）

其中，K_p为比例增益，Ki为积分增益。

将转矩指令值i_g2和转子位置信号θm提供给电流基准计算电路32，由电流基准计算电路32计算下式（7）、（8）、（9）以给出三相指令值i_u2，i_v2、i_w2。

i_u2=＊i_q2＊COSθm…（7）

i_V2=＊i_q2＊COS(θm-2/3π)…（8）

i_W2=＊i_q2＊COS(θm-2/3π)…（9）

电压基准计算电路33用下式（10），（11），（12）计算电压指令值V_u2、V_v2、V_w2。

V_u2＝K₁＊（i_u2-i_u）+e_u…（10）

V_v2＝K₁＊（i_v2-i_v）+e_v…（11）

V_w2＝K₁＊（i_w2-i_w）+e_w…（12）

其中，K₁为增益。

根据转子位置θm和角速度信号Wm由下式（13）和（14），计算反电动势估算值eu，ev，ew.

e_u＝K₂＊W_m1＊cosθ_m…（13）

e_v＝K₂＊W_m1＊cos（θ_m-2/3π）…（14）

e_v＝K₂＊W_m1＊cos（θ_m-2/3π）…（15）

其中，K₂是由马达决定的常数。三相指令电压值Vu₂、Vv₂、Vw₂用作以三角波进行的比较PWM电路34的PWM控制，而马达40由正弦波电流供电。

作为本发明的要点的瞬态有效功率计算电路70，如图1所示，在通过电流检测器44供应马达电流i_u1、i_v1、i_w1的同时，由属于逆变器30的电压基准计算电路33提供指令值V_u2、V_v2、V_w2。然后，瞬时有效功率计算电路70根据指令电压值和马达电流值计算瞬时有效功率计算值Pd，并将其反馈到变流器20的控制系统。就是说，为控制变流器20，将由反馈加到平滑电容器60的直流电容器电压而给出的瞬时有效功率P（PI控制器21的输出）与负载瞬时有效功率Pd（瞬时有效功率计算电路70的计算输出）合成，并将计算的输出Pd输入到用于为控制变流器20的电流基准计算线路22。不言而喻，上述的瞬时有效功率概念上对应于所谓有效电压。上述的瞬时有效功率计算线路70，如图2所示，基本上包含积分器71、72、73和一个用于累加积分器输出的累加器74，根据下式（16），基于输出值Vu₂，Vv₂，Vw₂和马达电流i_u1、i_v1、i_w1。计算瞬时有效功率Pd。

P_d＝V_u2＊i_u1+V_v2＊i_v1+V_w2＊i_w1…（16）

图2中瞬时有效功率计算线路70的基本结构能以图3来举例说明。如图3所示，用乘法器701、702、703代替图2中的积分器71、72、73，用一套运算放大器704取代图2中的加法器74。瞬时有效功率计算线路70也用式16进行计算。

将瞬时有效功率计算值Pd加到来自PI控制器21的信号P上，应用下面参考公式17通过电流基准计算线路22进行计算。

式17和上述式2的不同在于前者含有瞬时有效功率计算输出值Pd。这样，逆变器端和变流器端可以相对于瞬时有效功率达到平衡，从而能解决常规方法的问题。就是说，即使公式1中的增益Kp，Ki定得较小，逆变器30的瞬时有效功率仍然没有时间延迟地受到检测并提供给变流器20的电流基准计算线路22，据此，有待提供给平滑电容器60的直流电容器电压可在高速条件下加以控制。

提供给用于计算信号Pd的瞬时有效功率计算电路70的信号并不局限于上述实施例的即些，还可以用各种不同的信号。就是说，因为该信号正好是计算逆变器的瞬时有效功率Pd的基准，该信号可在下面作为例证。这可参照图4加以说明。

上述实施例中的信号在图4中由（a）和（b）予以表明，即，电压基准Vu₂、Vv₂、Vw₂和马达电流值i_u1、i_v1、i_w1用来计算瞬时有效功率Pd，计算公式为式16。使用图4中（a）和（c）所指出的信号，瞬时有效功率Pd可由下式（18）计算。

P_d＝V_u2＊i_u2+V_v2＊i_v2+V_w2＊i_w2…（18）

其中，i_u2、i_v2、i_w2是逆变器控制系统的电流基准。

也可以用图4中信号（d）和（e）计算瞬时有效功率Pd，这些信号为：转矩电流指令值i_g2，属于逆变器30的PI控制器31的输出和马达角速度信号W_m1。

P_d＝PM＊W_m1＊i_q2……（19）

其中，PM是马达常数。图5表示按照其中的瞬时有效功率计算线路应用式19的实施例的系统主要部分。如式19所示，将马达角速度Wm₁和转矩电流基准i_g2输入到瞬时有效功率计算线路32以控制该系统。

应用图4中信号（f）和（g），即，直流电压值Vcd₁逆变器30的输入电流i_d，可由下式20计算瞬时有效功率Pd

P_d＝V_cd1＊i_d…（20）

也可以用下式21和22计算瞬时有效功率Pd。就是说，可以用马达电流i_u1、i_v1、i_w1和马达电压Vu₁、Vv₁、Vw₁进行计算：

P_d＝V_u1＊i_u1+V_v1＊i_v1+V_w1＊i_w1…（21）

也可以用图4中信号（c）和（h）进行计算

P_d＝V_u1＊i_u2+V_v1＊i_v2+V_w1＊i_w2…（22）

在这个实施例中，图1中PWM电路24，34是用三角波比较方法，但也可以用别的方法，例如瞬时值比较方法。没有如图1所述的反电动势估算电路，该系统具有同样的结构，但必须增加式10、11和12中的增益K₁。但从稳定的观点，增益K₁最好小一点，这里将反电动势估算值eu，ev，ew提供给电压基准计算电路33。变流器20和逆变器30的功率不必是IGBT模件，也可以是任意开关器件，例双极性晶体管，金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），闸门电路断开（GTO），SIT，半导体闸流管或其它器件。瞬时有效功率计算电路和反电动势估算电路可以是其它类型的，只要它们具有同样的基本概念。

为测试本发明的效果，图6示出了一个正向阻抗81代替逆变器和马达（负载）的电路图。电抗器50r、50s、50t为0.75mH，平滑电容器60的电容量为20μF，提供给PWM电路24的三角波载波频率为10KHz。负载和正向电阻81的接触电压是直流电容器电压Vcd₁，流过电阻81的电流是电流id，它们的乘积是瞬时有效功率计算值Pd。图7表示这种情况下的稳定性，其中直流电容器电压的指令值Vcd₂是恒定的200v，负载的消耗功率为2.4kw。相应曲线自上而下分别表示电容电压Vcd₁、U相电流基准iu₂，U相输入电流iu₁，从图7可以看出，实际输入电流精确地跟随电流基准。

图8同时表示了直流电容器的电压波形和电流波形。图9和10表示了这种情况下的瞬时响应，其中电容电压指令值Vcd₂设置为常数200v，负载的损耗功率从0.8kw到2.4kw之间突变。图9表示功率损耗随着负载增加从0.8kw增长到2.4kw情况下的波形。图10表示随着负载减小功耗从2.4kw降低到0.8kw的波形。自上而下的各个波形分别表示U相电压eu₂，U相电流基准iu₂，U相输入电流iu₁，电容器电压Vcd₁负载功率Pd。如图9所示，在1毫秒内的负载快速变化情况下，由于控制系统的延迟，最大电压变化量为50v。与此相反，负载变化时间为3ms左右，电压变化则被抑制为15v左右。这是用电阻作为负载的实验结果，但是若负载是马达也可期望得到同样的效果。

根据本发明的所述系统是借助于用马达作为负载的实施例加以说明的。根据本发明的所述系统使用三相民用电源，并且适用于具有以各种可变速度驱动的马达的机器和仪器，例如，各种家用电器和仪器的马达，工厂自动化（FA）机器和仪器的功率马达，汽车功率马达，并适用于任何其他领域。负载不但可以是马达，而且可以是仅仅使用线圈的高频炉。本发明可适用于变换市电频率的变频器。

在本发明中，对逆变器计算瞬时有效功率，并将计算结果反馈到变流器的控制系统，这使得逆变器和变流器的瞬时有效功率得以平衡，从而避免了出现直流电容器电压瞬态突然上升的现象。因此可实现电容器电压的稳定控制并具有瞬态特性的有利结果。就是说，本发明成功地克服了发生在负载变化时电容器击穿等常规问题。因而利用本发明的产品具有在很大程度上改进的可靠性。另外，由于平滑直流电容器的电容不变，即使用于控制PI而Ki，Kp增大，控制系统仍能保持稳定。因此PI控制方法可以容易地进行设计。另一方面，在增益Ki，Kp保持恒定的情况下，平滑电容器的电容值可以大大减小，对使用本发明的产品的微型化作用很大。

从以上所说明的本发明中可以明显看出本发明可以通过很多方法加以变化。这些变化并不认为脱离本发明的精神和范围。所有这些对本领域技术人员来说是显而易见的，并将包含在下面的权利要求书的范围之内。