数字式无线电接收机用的频率控制装置和方法

摘要

一种数字式无线电接收机用的频率控制装置和方法。在时分多址(TDMA)方式数字通信的一帧信号期内，于一个时隙段上发送一个有持定载波频率偏移的纯正弦波脉冲群，接收机中利用数字处理器快速调整正交解调器内压控振荡器的振荡频率，做到一步地消除接收信号的载波频率与压控振荡器的振荡频率之间的频率偏差，没有振荡频率的搜索或逐渐地趋近到最后的振荡频率上的现象。

说明书

本发明涉及数字式无线电系统，具体涉及数字式无线电接收机中频率误差的快速校正。所述的接收机接收由发射机发出的脉冲群式的通信消息。

无线电接收机通常利用一个电路来自动校正所接收信号的载波频率与超外差接收机中所用本机振荡器频率之间的频率偏差。该本机振荡器可将所接收信号的载波频率及由边带携带的有关信息变换到一个适当的中频频率上。典型的频率校正过程在一个比较长的时间段内实现，并且假定所接收信号的载波频率在此期间连续存在着。对载波频率的跟踪可应用振幅检波器、鉴频器或产生频率控制信号的类似电路。某些系统中可采用一个调制在载波频率上的导频信号为接收机提供一个基准信号，以使能导得频率控制信号（这种导频控制在美国专利4541118中有详细叙述）。

该频率控制信号随后加给本机振荡器，使其初始频率改变到另一个频率，该频率能将接收的载波频率变换到一个最佳的中频频率上，它处于中频放大级和滤波级的选择性之内。

数字式接收机对这类常规的自动频率控制网络带来一系列新的问题。解决数字式接收机快速频率控制的一种方法已发布在题为“纯正弦波数字自动频率控制”的285，147号美国专利申请中，申请日为1988年12月16日，伯斯（Borth）等人提出。

通常，数字式接收机必须以线性方式处理接收的载频信号。这种线性处理使得接收信号的振幅变化会在频率偏离的检测中产生出进一步的误差。再者，实现数字通信时经常采用脉冲群式的传输技术，例如，TDMA（时分多址）方式。脉冲群式传输并不提供出连续的可供应用的载波或载波加导频，而它们在通常的频率控制技术中是要用到的。

因此，本发明的一个目的是要快速校正接收信号与数字式无线电接收机中所调谐的接收频率之间的频率误差。

本发明的另一个目的是快速校正接收机的振荡器，消除标称频率与所需频率之间的频率误差。

本发明的再一个目的是在接收数据的一个单帧内校正接收信号与正确的接收机本机振荡器频率之间的频率误差。

本发明还有一个目的，是从正确的脉冲群信号中确定出频率误差，并直接校正本机振荡器频率。

图1是可利用本发明的一种TDMA接收机的方框图：

图2示出增加相位轨迹和减小相位轨迹的展开过程：

图3示出计算机模拟的结果：

图4示出利用本发明频率控制的TDMA脉冲群传输的定时图。

图1示出可利用本发明的TDMA接收机的方框图。这种接收机可在一个时隙内通过天线104接收TDMA发射机103发出的脉冲群式通信信号，该信号X（t）加到正交解调器105上。正交解调器105产生出两个正交相关的下变频信号，它们分别加到通常的模/数转换器107和109。这两个信号的每一个被数字化后，两个正交相关的数字化信号再加到数字信号处理器（DSP）功能块111。在这个优选的实施例中，DSP功能块111是采用莫托罗拉公司生产的DSP56001（或其它等效的功能块）来实现的。DSP功能块111应用常规的TDMA技术在通信信号恢复功能块113内恢复出数据通信信号。这种信号恢复功能包括信道估测、信道均衡和数据解调。频率控制信号的恢复也包括在DSP功能块111内，这就可以快速调整正交解调器105内的压控振荡器115，以使TDMA接收机能迅速进入这样的状态，即在X（t）的载波频率与压控振荡器115的频率之间实际上不存在频率误差。由于调整的速度很重要，所以本发明的一个主要特点在于，压控振荡器115的频率调整基本上是一步完成的，没有振荡频率的搜索或者逐渐地趋近到最后的振荡频率。

假设对应于频率正确的脉冲群（或纯正弦波）的发送信号由下式给定：

X（t）＝Acos「ω_Ct+ω_Ot」>

式中，

A是信号振幅;

ω_C＝2πf_C是信号载波角频率（rad/s）;

ω_O＝2πf_O是纯正弦波基带信号角频率（rad/s），

ω_O＝2π×67.708KH_Z。

在无多径噪声、雷利（Rayleigh）衰落等情况下，接收信号由（1）式给出。一般，没有频率控制的压控振荡器115的频率为（ω_C+Δω）。这里，Δω对应于频率偏差（rad/s）。因此，假定压控振荡器的输出信号由下式给出：

V_I（t）＝cos[（ω_C+Δω）t]>

V_I（t）在移相器117里移相-90°后，得到的信号由下式给出：

V_Q（t）＝sin「（ω_C+Δω）t」>

同相位（I）混频器119的输出（在无任何直流偏移时）由下式给出：

I_A（t）＝X（t）V_I（t）＝ACos「ω_Ct+ω_Ot」cos

[（ω_C+Δω）t]

＝ 1/2 A｛cos[（ω_O-Δω）t]+cos[2ω_Ct

+（ω_O+Δω）t]｝>

由带宽约为4ω_Orad/s的低通滤波器121滤波后，得到

I_B（t）＝>O-Δω）t]>

同样，正交相位（Q）混频器123的输出（在无任何直流偏移时）由下式给出：

Q_A（t）＝X（t）V_Q（t）＝Acos[ω_Ct+ω_Ot]·

sin[（ω_C+Δω）t]

＝ 1/2 A｛sin[2ω_Ct+Δω）t]-sin

[（ω_O-Δω）t]｝>

由低通滤波器125滤波后得到

Q_B（t）＝->O-Δω）t]>

两个模/数转换器107和109分别将I_B（t）和Q_B（t）取样量化、为等效值I_B（K）和Q_B（K）。在无任何直流偏移时，I_B（K）＝I_C（K），Q_B（K）＝Q_C（K）。注意，由计数式（5）和式（7）信号的过零点的频率计直接测量频率差Δω会产生如下的测量误差：

频率测量误差＝1/测量周期＝1/时隙周期

＝1/0.58ms

＝±1724H_Z（8）

它相应于在900MH_Z时有±1.9ppm（百万分率）的误差。在某些无线电系统中，例如在欧洲使用的、规定在GSM文件GSMO5.01/3.1.0“无线电通路物理层：一般说明”和GSM5.10/3“无线电子系统的同步”中的数字无线电电话系统，压控振荡器115所需稳定性必须处在基站来的所接收到信号的±0.1ppm之内。因此，必须代之以采用不计数过零点的频率误差测量方法。本发明的装置和方法包括：

1.将式（5）和式（7）中给出的I和Q信号的67.7KH_Z变换为直流信号，亦即消去式（5）和式（7）中的ω_O项：

2.在规则间隔的各时段内计算变换后的信号的相位：

3.根据相位取样值作出相位轨迹：

4.根据该相位轨迹的时间导数计算该频率变换信号瞬时频率的估测值。

直流偏移的补偿：

DSP功能块111接收量化的I、Q信号，通过直流减法处理块129处理I、Q这两个信号。出现未校正的直流偏移是I与Q信道不匹配及本机振荡器泄漏造成的。对I_B（K）直流偏移的估测由直流估测功能块131实现，该功能块131将输入信号进行平均，在数字加法器133内从I_B（K）中减去此平均值输出，得到I_C（K），即没有直流成分的同相位I信号。同样，对Q_B（K）直流偏移的估测由直流估测功能块135实现，并在数字加法器137内作减法运算，得出Q_C（K），即没有直流成分的正交相位Q信号。

为了在定点小数制的通用数字信号处理器（DSP）例如DSP56001中实现本发明的上述频率控制，必须执行几个特定的步骤。正交解调器105运用中的缺点是在其输出中必然产生直流偏移，这对频率控制来说必须予以补偿。

在正交解调器105输出中存在直流偏移会严重限制频率控制的性能。我们看一下为什么会有这种情况。假设式（5）和式（7）中I_B（t）和Q_B（t）包含的直流偏移项的大小分别为C和D，即

I_B′（K）＝>O-Δω）K」+C>

Q′_B（K）＝->O-Δω）K」+D>

于是用e^jωo^K进行频率变换后可表示如下：

I′_D（K）＝Re｛「S_B（K）+C+jD」e^jωo^k｝

＝Re｛「 1/2 Ae^{-j（ωo-Δω）K}+C+jD」

e^jωo^K｝

＝ 1/2 AcosΔωK+Ccosω_OK-Dsin

ω_OK

Q′_D（K）＝Im｛「S_B（K）+C+jD」e^jωo^K｝

＝Im｛「 1/2 Ae^{-j（ωo-Δω）K}+C+jD」

e^jωo^K｝

＝ 1/2 AsimΔωK+Csinω_OK+Dcosω_OK

在角频率ω_O上存在两个正交分量，它们阻碍了在不引入混叠误差下的进一步倍率取样（或小数点化），並会对于下面式（13）的计算tan^-1「Q_E（K）/I_E（K）」造成明显的误差。

清去两个不需要的频率成分以获得下面的式（11），可用以下两种方法实现：

（1）将I^′_D（K）和Q^′_D（K）进行低通滤波，以除去sinω_OK和cosω_OK分量：

（2）在用e^jωo^K进行频率变换之前先清除直流成分。

第一种方法需要一个这样的低通滤波器，例如其带宽小于f_O/10＝6.7KH_Z，而脉冲响应时间例如将大于5/6.7KH_Z＝0.73ms，即脉冲响应时间大于单个时隙的持续期。很明显，这是一种不能接受的方法。

第二种方法是简单地计算两个正交分量各别的平均值流值，并从各自的分量信号中减去这种直流值，得到