一种具有容错能力可实现直流故障自主防护的MMC子模块结构及其MMC调制方法

摘要

本发明公开了一种具有容错能力可实现直流故障自主防护的MMC子模块结构，其通过冗余的开关状态调节子模块中两个电容和8个功率开关管的电流应力平衡；在正常模式下可输出三种电平，提高了子模块的电平集成度；在闭锁模式下，子模块电容全部投入到桥臂中，子模块电容充电，产生反向电动势，起到隔离直流侧故障的功能。本发明子模块结构应用在MMC-HVDC系统中，可实现直流故障的自主防护，且由于结构的对称性，使得子模块结构在闭锁模式下，输出特性关于电流方向是对称的，良好的对称性有利于维持子模块中功率器件及电容的电流应力平衡；应用在HCMC-HVDC系统中，具有比全桥子模块结构更低的导通损耗，系统的运行效率得以提高。

说明书

技术领域

本发明属于柔性直流输配电技术领域，具体涉及一种具有容错能力可实现 直流故障自主防护的MMC子模块结构及其MMC调制方法。

背景技术

模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)自2002年问世以 来，以模块化程度高、输出波形质量好、阶跃电压低、器件开关频率低等特点， 日益成为高压直流(High Voltage Direct Current,HVDC)输电系统中最具发展前景 的换流器拓扑结构之一。目前投入运行的MMC-HVDC项目中大多采用半桥子 模块(Half Bridge Sub-Module,HBSM)结构，该结构功率器件数量少、系统成本 低、运行效率高，但发生直流侧故障时换流器自身不具备主动防护能力，需借 助交流继电保护设备隔离故障。

直流侧短路故障是直流输电特别是在架空线路中一种常见的故障形式。目 前，处理直流侧故障主要有三种方式：1)通过交流设备如交流断路器、交流熔断 器等切断故障与交流系统的联系；2)通过直流设备如直流断路器等阻断-故障与 换流器的联系；3)通过换流器中功率半导体器件的开关动作实现直流侧故障的隔 离。但第一种方式由于其机械限制导致交流设备的响应时间长、重启复杂；第 二种方式中的直流断路器的技术尚不成熟且造价高，难以应用于实际工程中； 相比于前两种方式，第三种方式响应时间快，故障后系统恢复正常运行的能力 强，成为处理MMC-HVDC直流侧短路故障的一种有效的解决途径。

目前能够实现直流故障防护的子模块结构中具有代表性的是全桥子模块 (Full Bridge Sub-Module,FBSM)和箝位双子模块(Clamp Double Sub-Module, CDSM)的结构。全桥子模块的功率半导体器件数是半桥子模块的两倍，增大了 系统成本、降低了换流器的运行效率；箝位双子模块虽然结构简洁，但容错能 力差，一旦箝位开关管损坏子模块将无法实现电平的正常输出，影响整个系统 的正常运行。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种具有容错能力可 实现直流故障自主防护的MMC子模块结构及其MMC调制方法，具有导通损耗 较小、容错能力强等优点。

一种具有容错能力可实现直流故障自主防护的MMC子模块结构，包括： 四个带有反并二极管的开关管S₁～S₄、两个电容C₁～C₂以及1～2个双向功率开关； 其中：

开关管S₁的发射极与开关管S₂的集电极相连且为子模块结构的正极端，开 关管S₃的发射极与开关管S₄的集电极相连且为子模块结构的负极端，开关管S₁的集电极与电容C₁的一端和开关管S₃的集电极相连，开关管S₂的发射极与电 容C₂的一端和开关管S₄的发射极相连，电容C₁的另一端与电容C₂的另一端相 连并作为中间节点，四个开关管S₁～S₄的基极均接收来自外部设备提供的开关控 制信号；

若双向功率开关为一个，则该双向功率开关的两端分别与子模块结构的正 极端和所述的中间节点相连或分别与子模块结构的负极端和所述的中间节点相 连；

若双向功率开关为两个，则其中一个双向功率开关的两端分别与子模块结 构的正极端和所述的中间节点相连，另一个双向功率开关的两端分别与子模块 结构的负极端和所述的中间节点相连。

所述的四个带有反并二极管的开关管S₁～S₄均采用IGBT。

所述的双向功率开关由两个带有反并二极管的开关管S₅～S₆组成；其中，开 关管S₅的集电极为双向功率开关的一端，开关管S₅的发射极与开关管S₆的发射 极相连，开关管S₆的集电极为双向功率开关的另一端，两个开关管S₅～S₆的基 极均接收来自外部设备提供的开关控制信号。

所述的双向功率开关由两个不带有反并二极管的开关管S₅～S₆组成；其中， 开关管S₅的集电极与开关管S₆的发射极相连且为双向功率开关的一端，开关管 S₅的发射极与开关管S₆的集电极相连且为双向功率开关的另一端，两个开关管 S₅～S₆的基极均接收来自外部设备提供的开关控制信号。

所述的两个带有反并二极管的开关管S₅～S₆均采用IGBT。

基于上述子模块结构的MMC调制方法，包括如下步骤：

(1)对于MMC任一桥臂，利用最近电平逼近法计算出下一时刻该桥臂所 需投入的子模块电容个数；

(2)检测各子模块电容的电容电压以及桥臂电流，并根据电容电压对各子 模块电容进行排序，形成电容队列；

(3)根据桥臂电流判断当前桥臂投入子模块电容的状态：

若当前桥臂投入的子模块电容处于充电状态，则从电容队列中提取电容电 压最低的N个子模块电容，并通过子模块开关控制使这N个子模块电容在下一 时刻投入，其余子模块电容在下一时刻切除；

若当前桥臂投入的子模块电容处于放电状态，则从电容队列中提取电容电 压最高的N个子模块电容，并通过子模块开关控制策略使这N个子模块电容在 下一时刻投入，其余子模块电容在下一时刻切除；N为下一时刻桥臂所需投入 的子模块电容个数。

所述的子模块开关控制策略如下：

若使电容C₁和C₂均投入，则子模块中各开关器件的开关电平配置如下：

S₁＝1，S₂＝0，S₃＝0，S₄＝1；

与正极端连接的双向功率开关中的S₅＝0，S₆＝1；

与负极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝0；

若使电容C₁投入，C₂切除，则子模块中各开关器件的开关电平配置如下：

S₁＝1，S₂＝0，S₃＝0，S₄＝0；

与正极端连接的双向功率开关中的S₅＝0，S₆＝1；

与负极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝1；

若使电容C₂投入，C₁切除，则子模块中各开关器件的开关电平配置如下：

S₁＝0，S₂＝0，S₃＝0，S₄＝1；

与正极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝1；

与负极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝0；

若使电容C₁和C₂均切除，则子模块中各开关器件有三套开关电平配置如下：

第一套：S₁＝1，S₂＝0，S₃＝1，S₄＝0；

与正极端连接的双向功率开关中的S₅＝0，S₆＝1；

与负极端连接的双向功率开关中的S₅＝0，S₆＝1；

第二套：S₁＝0，S₂＝0，S₃＝0，S₄＝0；

与正极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝1；

与负极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝1；

第三套：S₁＝0，S₂＝1，S₃＝0，S₄＝1；

与正极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝0；

与负极端连接的双向功率开关中的S₅＝1，S₆＝0；

其中，1代表开通电平，0代表关断电平。

优选地，当子模块出现以下三类故障情况下，启用冗余开关状态，维持系 统的正常运行，具体实现如下：

①当S₂和S₃至少一个器件发生故障时，若使电容C₁和C₂均切除，则采用 第二套开关电平配置；

②当与正极端连接的双向功率开关中的S₅和S₆至少一个器件发生故障时， 若使电容C₁和C₂均切除，则采用第一套或第三套开关电平配置；若使电容C₁和C₂其中一个投入另一个切除，则采用电容C₁投入C₂切除对应的开关电平配 置；

③当与负极端连接的双向功率开关中的S₅和S₆至少一个器件发生故障时， 若使电容C₁和C₂均切除，则采用第一套或第三套开关电平配置；若使电容C₁和C₂其中一个投入另一个切除，则采用电容C₂投入C₁切除对应的开关电平配 置。

本发明MMC子模块结构存在两种运行模式(正常模式和闭锁模式)，通过 冗余的开关状态调节子模块中两个电容和8个功率开关管的电流应力平衡；在 正常模式下可输出+2E、+1E和0三种电平，提高了子模块的电平集成度；在闭 锁模式下，子模块电容全部投入到桥臂中，子模块电容充电，产生反向电动势， 起到隔离直流侧故障的功能。本发明MMC子模块的通态损耗低于MMC全桥子 模块结构，有利于提高MMC-HVDC的系统运行效率，应用到混合级联多电平 换流器(Hybrid Cascaded Multilevel Converter,HCMC)中同样具有损耗低的优 势；容错性优于箝位双子模块，两个双向开关管任意一个出现故障，子模块仍 然可是输出三电平，维持换流器的正常运行，系统的稳定性较好。

本发明MMC子模块结构应用在MMC-HVDC系统中，可实现直流故障的 自主防护，且由于结构的对称性，使得子模块结构在闭锁模式下，输出特性关 于电流方向是对称的，良好的对称性有利于维持子模块中功率器件及电容的电 流应力平衡；可通过调整调制方法提高系统容错性，2个双向功率开关管中一个 发生故障不会影响系统的正常运行。本发明MMC子模块结构应用在 HCMC-HVDC系统中，比传统的采用全桥子模块的HCMC-HVDC系统具有较 低的通态损耗，系统运行效率得到提高。

附图说明

图1为单端三相模块化多电平换流器的拓扑结构图。

图2(a)～(b)分别为本发明MMC子模块结构的两种拓扑示意图。

图3(a)～(f)分别为本发明MMC子模块结构在正常模式下的六种开关状态示 意图。

图4(a)～(b)分别为本发明MMC子模块结构在闭锁模式下的两种开关状态示 意图。

图5(a)～(b)分别对应为图4(a)～(b)两种开关状态的子模块等效电路图。

图6为全桥子模块的结构示意图。

图7(a)～(b)分别为本发明MMC子模块结构a相上桥臂电压的仿真波形及其 频谱分析示意图。

图8(a)～(b)分别为本发明MMC子模块结构a相上桥臂电流的仿真波形及其 频谱分析示意图。

图9为采用本发明MMC子模块结构的MMC三相交流输出端的相电压波形 图。

图10为箝位双子模块的结构示意图。

图11(a)～(b)分别为最近电平逼近调制方法的示意图及调制框图。

图12(a)～(b)分别为本发明MMC子模块的两种简化结构示意图。

图13是混合级联多电平换流器的结构示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技 术方案进行详细说明。

如图1所示，单端三相模块化多电平换流器(MMC)的基本单元为子模块 (Sub-Module,SM)，N个子模块级联与一个桥臂电感串联构成一个桥臂，上下两 个桥臂串联构成一个相单元。三相MMC换流器含有三个相单元，6个桥臂，6N 个子模块。直流侧母线电压为U_dc，交流侧三相相电压分别为u_a、u_b和u_c。O点 为零电位参考点。

本实施方式中，MMC采用如图2(a)所示的MMC子模块结构，该子模块结 构包括第一T型单元、电容组和第二T型单元；其中：

第一T型单元由两个带反并二极管的IGBT管S₁、S₂和一个双向开关管Q₁组成，带反并二极管的IGBT管S₁的发射极与带反并二极管的IGBT管S₂的集 电极相连且为子模块结构的输入端，双向全控型开关管Q₁的输入端与子模块结 构的输入端相连；

电容组由两个电容组成；其中，电容C₁的正极与S₁的集电极相连，电容 C₁的负极与电容C₂的正极和双向开关管Q₁的输出端相连，电容C₂的负极与S₂的发射极相连；

第二T型单元由两个带反并二极管的IGBT管S₅、S₆和一个双向全控型开 关管Q₂组成，带反并二极管的IGBT管S₅的集电极与电容C₁的正极相连，S₅的发射极与带反并二极管的IGBT管S₆的集电极相连作为双向全控型开关管的 Q₂的输出端，且与子模块的输出端相连，S₂的发射极与电容C₂的负极相连。

双向全控型开关管Q₁或Q₂由两个不带有反并二极管的开关管S₃～S₄或 S₇～S₈组成；其中，开关管S₃或S₈的集电极与开关管S₄或S₇的发射极相连且为 双向全控型开关管Q₁或Q₂的一端，开关管S₃或S₈的发射极与开关管S₄或S₇的集电极相连且为双向全控型开关管Q₁或Q₂的另一端。

在图2(b)的拓扑结构中，双向全控型开关管Q₁或Q₂由两个IGBT管S₃～S₄或S₇～S₈组成；其中，IGBT管S₃或S₈的集电极为双向全控型开关管Q₁或Q₂的一端，IGBT管S₃或S₈的发射极与IGBT管S₄或S₇的发射极相连，IGBT管 S₄或S₇的集电极为双向全控型开关管Q₁或Q₂的另一端。

图3和图4为本实施方式MMC子模块结构的不同开关状态下的电流流向 图。本实施方式的子模块结构存在两种运行模式：正常模式和闭锁模式。图3 为正常模式下的9种开关状态电流流向图；图4为闭锁模式下的2种开关状态 电流流向图。表1是一种具有容错能力的可实现直流故障自主防护的MMC子 模块结构的开关状态表。

表1

表1中给出的开关状态表给出了正常模式和闭锁模式下的开关状态，其中 包含开关冗余状态，由于冗余状态的存在，可通过恰当的调制方法调节功率开 关管及电容的热平衡情况，当出现器件损坏时可避开故障器件，通过调制解决 子模块故障问题，提高子模块的容错性。

由于在MMC-HVDC系统中，子模块只能输出非负电平，本实施方式MMC 子模块结构应用在MMC-HVDC系统中时，应避免子模块出现正常模式下的开 关状态7～9。

如图3(a)所示，正常模式下的开关状态1：S₁、S₄、S₆和S₇开通；S₂、S₃、 S₅和S₈关断。电容C₁和C₂通过开关管S₁和S₅投入到桥臂中，子模块的AB输 出电压U_SM为电容C₁和C₂上电压之和，理论值为+2E，其中，E为每个子模块 电容电压的理论值。此开关状态下，电流双向流动，电流的方向决定了子模块 电容C₁和C₂的充放电状态。

如图3(b)所示，正常模式下的开关状态2：S₁、S₄、S₇和S₈开通；S₂、S₃、 S₅和S₆关断。电容C₁通过开关管S₁和双向开关管Q₂投入到桥臂中，电容C₂被旁路。子模块AB输出电压U_SM为电容C₁上的电压值，理论值为+E。此开关 状态下，电流双向流动，电流的方向决定了子模块电容C₁的充放电状态。

如图3(c)所示，正常模式下的开关状态3：S₃、S₄、S₆和S₇开通；S₁、S₂、 S₅和S₈关断。电容C₂通过双向开关管Q₁和开关管S₅投入到桥臂中，电容C₁被旁路。子模块AB输出电压U_SM为电容C₂上的电压值，理论值为+E。此开关 状态下，电流双向流动，电流的方向决定了子模块电容C₂的充放电状态。正常 模式下的开关状态2和开关状态3具有相同的子模块外特性，输出电压U_SM为 +E，两种开关状态可分别对电容C₁和C₂进行充放电，这有利于维持C₁、C₂的 电压平衡。

如图3(d)所示，正常模式下的开关状态4：S₁、S₄、S₅和S₈开通；S₂、S₃、 S₆和S₇关断。电容C₁和C₂均被旁路，子模块AB输出电压U_SM为零。电流通 过开关管S₁和S₅双向流动。

如图3(e)所示，正常模式下的开关状态5：S₃、S₄、S₇和S₈开通；S₁、S₂、 S₅和S₆关断。电容C₁和C₂均被旁路，子模块AB输出电压U_SM为零。电流通 过双向开关管Q₁和Q₂双向流动。

如图3(f)所示，正常模式下的开关状态6：S₂、S₃、S₆和S₇开通；S₁、S₄、 S₅和S₈关断。电容C₁和C₂均被旁路，子模块AB输出电压U_SM为零。电流通 过开关管S₂和S₆双向流动。正常模式下的开关状态4、开关状态5和开关状态 6具有相同的子模块外特性，输出电压U_SM为零，三种开关状态可交替作用，调 节各开关管的电流应力。

如图4(a)所示，闭锁模式下的开关状态1：全部功率半导体器件的门极信号 关断，电流方向从子模块的A端流向B端，电流经过开关管S₁和S₆中的IGBT 反并二极管向电容C₁和C₂充电，子模块的输出电压U_SM为电容C₁和C₂上电压 之和，+2E。

如图4(b)所示，闭锁模式下的开关状态2：全部功率半导体器件的门极信号 关断，电流方向从子模块的B端流向A端，电流经过开关管S₂和S₅中的IGBT 反并二极管向电容C₁和C₂充电，子模块的输出电压U_SM为-2E。

图5(a)～(b)是闭锁模式下的开关状态1和开关状态2对应的子模块等效电路 图。闭锁模式下，子模块等效为一个二极管和一个电容串联，电流通过二极管 向电容充电，电容电压增加，以产生足够大的反向电动势来阻断直流侧故障。

图6是MMC全桥子模块(FHSM)的结构图，全桥子模块是一种具有直流故 障防护能力的MMC子模块结构，现比较全桥子模块与本实施方式MMC子模块 结构在子模块损耗上的优劣。在相同直流母线电压等级的前提下，应用相同的 子模块电容数目，换流器所需全桥子模块的数目是本实施方式MMC子模块的2 倍。

每个全桥子模块结构中4个IGBT的耐压同为一个子模块电容上的电压 +1E，而本实施方式MMC子模块中的IGBT可按耐压等级分为高压器件和低压 器件，其中S₁、S₂、S₅和S₆为高压器件，其耐压为子模块中两个电容串联的电 压之和+2E；S₃、S₄、S₇和S₈为低压器件，其耐压与全桥子模块中的IGBT耐压 相同。

表2是全桥子模块与本实施方式MMC子模块性能比较表。在最多输出电 平数，储能电容数相等的条件下，二者在导通的器件数上存在差异。

表2

全桥子模块有4个低压器件导通，记低压器件的导通压降为V_on,low。因此， 全桥子模块在正常工作模式下，功率半导体器件的导通压降合计为4V_on,low。本 实施方式MMC子模块结构的半导体导通压降与输出电平数相关，在输出电压 为+2E、+1E和0时，子模块中器件导通压降分别表示为2V_on,high、V_on,high+V_on,low和2V_on,low。高耐压的IGBT器件的导通压降要高于低耐压IGBT器件的导通压降， 但根据IGBT的特性，IGBT的导通压降与耐压不是成正比例增长，定性分析为：

2V_on,low＞V_on,high＞V_on,low

因此，本实施方式MMC子模块在它三种不同输出中，器件导通压降最高 的为输出电压为+2E时的导通压降2V_on,high，依然较全桥子模块的导通压降 4V_on,low低。导通压降的降低，在电流值相同的情况下，系统的导通损耗减小， 系统运行效率提高。本实施方式MMC子模块在具有更低的通态损耗，进一步 提高了MMC换流器系统的效率。

在Matlab/Simulink上搭建21电平三相MMC仿真平台，仿真的主要参数为： 直流电压±30kV，额定功率18MW，子模块电容容值及电压2000μF/3kV，桥 臂电感0.04H。仿真中MMC的调制方法采用最近电平逼近调制，该调制方法具 有计算量小，输出波形质量高，开关次数少等优点，适用于子模块数较多的MMC 系统中。

图7～9是本实施方式MMC子模块结构仿真结果，图7为a相上桥臂电压 波形图及其频谱分析，一个桥臂上的电压阶梯波变化，阶梯波的平台处波形向 下倾斜，是由于此时该桥臂上的子模块电容处于放电状态，导致电压下降，可 通过选择合适的子模块容值大小及控制方法抑制子模块电容电压的不平衡问 题；图8为a相上桥臂电流波形图及其频谱分析，流经一个桥臂上的电流主要 由直流分量，基频分量和二次分量构成，这于应用半桥子模块拓扑的MMC系 统特性一致，图9为三相输出相电压波形，交流输出波形逼近正弦波，谐波含 量少。

文献(赵成勇，李路遥，翟晓萌，杨柳.一种改进的模块化多电平换流器基 础电路发明[P].2012.12.26)中提出的改进模块化多电平换流器基础电路采用两 个绝缘栅双极型晶体管、两个二极管、两个电容和一个H桥双开关，共三个绝 缘栅双极型晶体管和六个二极管，每个子模块包含三种输出状态，较传统半桥 子模块减少了绝缘栅双极型晶体管的使用数量，但同时增加了功率二极管的使 用数量。更重要的是，该电路无法实现直流故障自主防护功能，在直流侧发生 短路故障时无法隔绝换流器与直流故障的联系，需借助交流设备清除故障，存 在响应时间长，重启复杂等缺点。而本实施方式每个子模块包含三种输出状态， 在提高了电平集成度的前提下，实现了直流侧短路故障的防护功能。在直流侧 发生短路故障时，无需依靠交流设备阻断直流故障，响应时间短，故障后系统 恢复正常运行的能力强。

图10是箝位双子模块(CDSM)的电路结构图，箝位双子模块具有结构较为 简洁，直流故障防护能力等优势。箝位双子模块结构由两个半桥子模块及两个 箝位二极管和一个带反并二极管的箝位功率开关管组成。在正常模式下，箝位 功率开关管处于导通状态，子模块可输出三电平；在闭锁模式下，箝位功率开 关管处于关闭状态，由于两个箝位二极管的作用，子模块电容投入到电路中， 参与直流故障防护，起到隔离清除直流侧短路故障的作用。然而，若箝位功率 开关管损坏，无法实现电流的可控性通断，则子模块无法实现正常的电平输出， 子模块容错性较差。

本实施方式子模块结构出现以下3种功率器件故障之一时，可通过启用冗 余开关状态，维持系统的正常运行。

(1)S₂和S₅至少一个器件发生故障时，0电平的输出方式通过开关状态5实 现；

(2)S₃和S₄至少一个器件发生故障时，+E电平的输出方式通过开关状态2 实现，0电平的输出方式通过开关状态4和开关状态6实现；

(3)S₇和S₈至少一个器件发生故障时，+E电平的输出方式通过开关状态3 实现，0电平的输出方式通过开关状态4和开关状态6实现；

相比于箝位双子模块容错性较差的缺陷，本实施方式MMC子模块结构的 容错性较强。两个双向导通开关管Q₁和Q₂中之一发生故障或S₂、S₅发生故障， 子模块在不改变电路结构的情况下仍可正常工作，子模块结构的容错性增强， MMC系统的稳定性增加。

MMC换流器的调制方法由多电平换流器的PWM调制方法衍生而来，MMC 同时又具有电平数较多的特点，实际工程中MMC换流器可达到几百电平，空 间矢量PWM调制方法不适用在MMC换流器中，针对电平数较多的换流器可采 用最近电平逼近调制(NearestLevelModulation,NLM)，NLM具有计算量小，开 关频率低等优点。图11(a)为NLM调制方法的示意图。本实施方式MMC子模 块结构存在冗余开关状态，可通过调制提高换流器的容错能力，在NLM调制方 法的基础上加入子模块开关状态选择环节，提高换流器容错能力，可得到适用 于该子模块结构的改进型NLM调制方法。

图11(b)是改进型NLM调制方法的实现框图。改进型NLM调制方法需要三 相对称正弦波作为参考波进行调制，三相对称正弦参考波对应换流器的ABC三 相，每相投入到电路中的电容数为上桥臂投入电容数与下桥臂投入电容数的总 和，为维持直流母线电压的恒定，每相投入到电路中的电容总数恒定不变，通 过对参考正弦波进行最近电平计算得到每一相上桥臂需要投入到电路中的电容 数，下桥臂需要投入的电容数等于每相投入电容总数减去上桥臂投入电路的电 容数。

MMC中的电容电压平衡影响直流母线的电压恒定、交流侧电压的输出波形 质量及三相中环流大小，将电容电压的排序比较加入MMC的调制中可以在不 增加硬件的情况下平衡子模块中的电容电压。采用最近电平调制方法确定桥臂 中投入电容数，检测桥臂电流方向，判断桥臂中投入电路电容的充放电情况。 电容处在充电状态时，投入电压较低的电容；电容处于放电状态时，投入电压 较高的电容。每个子模块按投入电容可分为4种情况，C₁、C₂都投入；C₁投入， C₂旁路；C₁旁路、C₂投入；C₁、C₂都旁路。根据电容充放电情况、电容电压排 序及子模块中是否存在损坏功率器件可确定每个子模块中电容的投入情况，从 而结合子模块结构的开关状态可确定功率半导体器件的门极信号分配。

图12(a)～(b)是本实施方式子模块结构的两种简化结构，子模块结构包含4 个可控功率器件及其反并二极管和两个双向导通开关管，在简化结构中，只采 用4个可控功率器件及其反并二极管和一个双向导通开关管。图12(a)给出的简 化结构省略了双向导通开关管Q₁，图12(b)给出的简化结构省略了双向导通开关 管Q₂。图12中给出的两种MMC子模块的简化结构，同样具有三电平输出：+2E、 +1E和0。简化结构在闭锁模式下的等效电路图与未作简化的结构的等效电路图 相同，因此，简化结构同样具有直流故障防护能力。

图12中提供的两种简化结构除具有上文描述的直流故障防护能力，亦可实 现负电平输出，实现电平反转。全桥子模块结构作为传统对称型可输出负电平 的子模块结构，可应用在混合级联多电平换流器(Hybrid Cascaded Multilevel  Converter,HCMC)中，图13是HCMC的结构图，每相有上下两个导通开关，三 相6个导通开关构成桥式电路，其作用一是引导电流从上桥臂还是下桥臂流通， 而是承担一部分电压以减少模块数，桥式电路的输出端与交流侧输出端通过整 形电路相连，整形电路由串联的子模块组成，用于构造出多电平阶梯波形。应 用到HCMC电路结构中时，图12给出的简化结构较全桥子模块结构的电平集 成度更高，在输出相同电压等级时，所用到的功率器件更少，节约了工程成本。

本实施方式在模块化多电平换流器系统中应用广泛，用在MMC-HVDC系 统和HCMC-HVDC系统中均较传统子模块结构具有优势。应用于MMC-HVDC 系统中是，本实施方式通过冗余的开关状态调节子模块中两个电容和8个功率 开关管的电流应力平衡。在正常模式下可输出+2E、+1E和0三种电平，提高了 子模块的电平集成度；在闭锁模式下，子模块电容全部投入到桥臂中，子模块 电容充电，产生反向电动势，起到隔离直流侧故障的功能。本实施方式MMC 子模块的通态损耗低于MMC全桥子模块结构，有利于提高MMC-HVDC的系 统运行效率；容错性优于箝位双子模块，S₂和S₅至少一个出现故障或两个双向 开关管任意一个出现故障，通过启用冗余开关状态子模块仍然可输出三电平， 维持换流器的正常运行，系统的稳定性较好。本实施方式及其简化结构应用在 HCMC-HVDC中，损耗低于传统应用中的全桥子模块，提高了系统的工作效率。