具有谐振型转换器的交换式电源供应器及其控制方法

摘要

本发明提供一种具有谐振型转换器的交换式电源供应器及其控制方法，主要由一交流对直流转换器与一直流对直流转换器组成一交换式电源供应器，该交流对直流转换器将输入的交流电源转换为一直流电源，并送至直流对直流转换器转换成额定电压的直流电源；该直流对直流转换器包括一谐振型转换器，且根据实测内部一变压器的电压与一驱动信号的波形判断目前的工作状态，进而控制谐振型转换器的切换频率，使其趋近或等于谐振频率，以提高工作效率；利用前述技术可解决现有技术因谐振元件规格误差，无法事先计算较精确谐振频率，以致无法使切换频率准确趋近谐振频率的问题。

说明书

技术领域

本发明涉及一种具有谐振型转换器的交换式电源供应器及其控制方法，尤 其是涉及一种可以让谐振型转换器的切换频率准确趋近谐振频率的相关技术。

背景技术

现有的一种具有谐振型转换器的交换式电源供应器是如图12所示，其包 括一交流对直流转换器70和一由谐振型转换器构成的直流对直流转换器80； 该交流对直流转换器70是将交流电源转换为一高压的直流电源（例如380伏 特），再由直流对直流转换器80将该高压的直流电源转换为所需电压的直流 电源。

该直流对直流转换器80可由LLC转换器构成，如图13所示是一种LLC 转换器90的电路构造，主要是由一半桥电路91、一谐振电路92、一变压器 93及一输出电路94；其中：

该半桥电路91是通过谐振电路92与变压器93的一次侧连接；又变压器 93二次侧连接该输出电路94；

该谐振电路92包括一谐振电容Cr、一励磁电感Lm及变压器93的谐振 电感Lr；又谐振电路92具有两个谐振频率，第一个谐振频率Fr1则由谐振电 容Cr、励磁电感Lm及变压器93的谐振电感Lr所决定，第二个谐振频率Fr2 是由谐振电容Cr及变压器93的谐振电感Lr所决定。

前述交换式电源供应器在负载为轻载或LLC转换器90的输入电压过高 时，是使其切换频率Fs大于谐振频率Fr2，其输出对输入的增益G将会降低； 而在负载为重载或LLC转换器90的输入电压过低时，谐振型转换器90会降 低其切换频率Fs，以相对提高其增益G，而满足负载的需求，在此状况下， 切换频率Fs小于谐振频率Fr2。

根据上述可知，LLC转换器90会根据负载或输入电压的变化调整其切换 频率，但一般认为当切换频率Fs趋近或等于谐振频率Fr2时，交换式电源供 应器具有较佳的工作效率。而如前揭所述，LLC转换器90的谐振频率主要是 由谐振电容Cr、谐振电感Lr等谐振元件所决定，意即谐振频率是根据上述谐 振元件的规格计算产生的默认值，切换频率则是根据该默认值而调整。然而实 际状况的是：前述谐振元件在生产时即存在规格误差，因此根据其规格运算产 生的谐振频率无法完全准确，在此状况下，LLC转换器90即使通过精确的控 制，使其切换频率趋近或等于谐振频率，仍无法达到有效提高工作效率的目的。

由上述可知，LLC转换器90在切换频率趋近或等于谐振频率时具有较佳 工作效率，但谐振频率因谐振元件的规格误差，无法事先准确计算，因而即使 控制切换频率趋近或等于谐振频率，仍无法达到有效提高工作效率的目的。

发明内容

因此本发明主要目的在提供一种具有谐振型转换器的交换式电源供应器 及其控制方法，其将根据实测数据判断交换式电源供应器的工作状态，再根据 实际工作状态调整切换频率，使其趋近实际的谐振频率，进而达到提高工作效 率的目的。

为达成前述目的采取的主要技术手段令前述具有谐振型转换器的交换式 电源供应器包括：

一交流对直流转换器，具有一交流电源输入端、一直流电源输出端和一控 制端；

一直流对直流转换器，具有一谐振型转换器、一谐振控制器及一相位检测 器；该相位检测器分别与谐振型转换器、谐振控制器连接，以分别取得一变压 器电压波形和一驱动信号波形，并据以产生一转换电压信号，再由谐振控制器 根据转换电压信号产生一反馈电压控制信号送至交流对直流转换器的控制端， 以调整交流对直流转换器的直流电源电压，进而控制谐振型转换器的切换频 率。

前述交换式电源供应器是由相位检测器分别由谐振型转换器、谐振控制器 分别取得变压器电压波形及驱动信号波形，并据以运算取得一反应实时工作状 态的转换电压信号，当转换电压信号不为零，表示切换频率大于或小于谐振频 率；而由谐振控制器根据该转换电压信号与交流对直流转换器输出的直流电源 电压运算后产生一反馈电压控制信号送至交流对直流转换器，以调整其输出电 压，也即调整谐振型转换器的输入电压，当谐振型转换器的输入电压改变，其 切换频率随之改变，进而得使切换频率趋近或等于谐振频率。

为达成前述目的采取的又一技术手段令前述方法包括：

取得一谐振型转换器的一变压器电压波形及一驱动信号波形，据以产生一 本次转换电压信号；

判断本次转换电压信号与一参考电压进行差值运算所产生的一本次差值 是否为零；

若本次差值不为零，判断本次差值与一前次差值的差是否大于零；该前次 差值是前次转换电压信号与该参考电压进行差值运算所产生，该前次转换电压 信号是根据前次取得的变压器电压波形及驱动信号波形所产生；

若该差不大于零，接着判断切换频率是否降低，若是，降低切换频率，若 否，则提高切换频率。

前述方法主要是先降低或提高谐振型转换器的切换频率，再根据实测谐振 转换器的变压器电压波形及驱动信号波形判断交换式电源供应器目前的工作 状态，当变压器电压波形及驱动信号波形运算产生的本次转换电压信号不为 零，表示谐振型转换器目前的切换频率与谐振频率不一致，接着判断转换电压 信号是否小于先前取得的转换电压信号，若是，表示调整方向正确，依原方式 进一步降低或提高切换频率，直到转换电压信号为零，即达成使切换频率与谐 振频率趋于一致的目的。

附图说明

图1是本发明交换式电源供应器一较佳实施例的电路图；

图2是本发明交换式电源供应器又一较佳实施例的电路图；

图3是本发明交换式电源供应器再一较佳实施例的电路图；

图4是谐振电路在切换频率小于谐振频率时的工作波形图；

图5是谐振电路在切换频率大于谐振频率时的工作波形图；

图6是本发明直流对直流转换器中相位检测器的电路图；

图7是本发明相位检测器在轻载下取得的变压器电压波形及驱动信号波 形图；

图8是本发明相位检测器在重载下取得的变压器电压波形及驱动信号波 形图；

图9是本发明一较佳实施例的方法流程图；

图10是本发明又一较佳实施例的方法流程图；

图11是本发明一较佳实施例的交流对直流转换器内设控制模块的一电 路图；

图12是现有交换式电源供应器的电路方块图；

图13是现有交换式电源供应器中所设LLC电路的电路图。

附图标记

10：交流对直流转换器    100：控制模块

101：叠加电路           102：控制器

20：直流对直流转换器    21：全桥电路

22：谐振电路            23：变压器

24：输出电路            25：谐振控制器

251：运算器             252：控制单元

30：相位检测器          31：比较器

32：逻辑门              33：低通滤波器

70：交流对直流转换器    80：直流对直流转换器

90：LLC转换器           91：半桥电路

92：谐振电路            93：变压器

94：输出电路

具体实施方式

关于本发明交换式电源供应器的一较佳实施例，请参阅图1所示，包括一 交流对直流转换器10、一直流对直流转换器20；其中：

该交流对直流转换器10具有一交流电源输入端AC IN、一直流电源输出 端DC OUT和一控制端BC，用以将由交流电源输入端AC IN输入的交流市电 转换为相对高压的直流电压Vbulk，并由直流电源输出端DC OUT输出，其控 制端BC将影响直流电源输出端DC OUT上的直流电压Vbulk。

在本实施例中，该直流对直流转换器20具有谐振转换器、一谐振控制器 25及一相位检测器30所组成，其中，该谐振转换器是由LLC转换器所构成， 其具有一全桥电路21、一谐振电路22、一变压器23及一输出电路24；该全 桥电路21具有多个成对且交替导通的电子开关QA～QD，各电子开关QA～ QD分别与谐振控制器25连接，由谐振控制器25提供的驱动信号（Driving  Signal）控制各电子开关QA～QD的导通与否；该谐振电路22主要由一谐振 电容Cr、一励磁电感Lm及变压器23的谐振电感Lr所组成；该谐振电路22 连接于交流对直流转换器10的直流电源输出端和变压器23的一次侧之间，变 压器23的二次侧与输出电路24连接。

在本实施例中，该变压器23提供一个以上的变压器电压波形获取点，其 可为变压器23二次侧耦合线圈处（如图1所示）、一次侧的耦合线圈处（如 图2所示）或二次侧（如图3所示），以提供一变压器电压波形Vtr予相位检 测器30，供相位检测器30根据变压器电压波形Vtr和谐振控制器25的驱动信 号（Driving Signal，本实施例是取电子开关QB的栅源极电压波形Vgs_QB） 判断目前的工作状态，并产生一转换电压信号Vturn。本实施例中，由变压器 23的二次侧耦合线圈处取得变压器电压波形。

前述转换电压信号Vturn将被用来判断目前的工作状态，具体而言是判断 谐振型转换器22的切换频率Fs与谐振频率Fr2是否相同，其原理如以下所述：

根据实测结果，当LLC电路的切换频率Fs与谐振频率Fr2不一致时，量 测到全桥电路21中电子开关和变压器23的波形是如图4所示，由变压器电压 波形Vtr波形可以看出，切换频率Fs小于谐振频率Fr2，在此工作状态下，应 提高电子开关QA～QD的切换频率。又如图5所示，则是显示切换频率Fs大 于谐振频率Fr2，在此工作状态下，则应降低电子开关QA～QD的切换频率。

而根据图4、图5所示波形可以看出，不论切换频率Fs大于或小于谐振 频率Fr2，只要谐振频率Fr2与切换频率Fs不一致时，变压器电压波形Vtr与 驱动信号间即会出现相位差，因此本发明利用相位检测器30实测该变压器电 压波形Vtr与驱动信号的波形，以判断谐振频率Fr2与切换频率Fs是否有不 一致的情况，进而由谐振控制器25对切换频率Fs进行补偿。

关于前述相位检测器30请参阅图6所示，其主要由一比较器31和一逻辑 门32组成，在本实施例中，进一步包括一低通滤波器33；该比较器31的输 入端和变压器23上的任一电压获取点连接，以取得变压器电压波形Vtr，比较 器31的参考端则连接一直流电源，作为参考信号。比较器31的输出端与逻辑 门32的一输入端连接；

在本实施例中，该逻辑门32是由一异或门（XOR）构成，其另一输入端 是连接谐振控制器25以取得驱动信号（Driving Signal），在本实施例中，是 取得电子开关QB的栅源极电压波形（Vgs_QB）。因此，相位检测器30是将 变压器电压波形Vtr与直流位准比较后产生的电压信号V_PHASE，送至逻辑门32 与驱动信号（Vgs_QB）波形作异或逻辑判断（请配合参阅图7、图8所示， 其中图7为轻载时的波形图，图8为重载时的波形图），并产生一脉波信号 Vx，为确保信号准确，进一步经过低通滤波器33滤波后，以取得一转换电压 信号Vturn送至谐振控制器25，供谐振控制器25判断是否出现谐振频率Fr2 与切换频率Fs不一致的状况，据以决定是否进行补偿，使谐振频率Fr2与切 换频率Fs趋于一致。必须说明的是：所谓“趋于一致”的定义，依交换式电 源供应器的工作状态，可能是使切换频率Fs趋近谐振频率Fr2，也可能是使切 换频率Fs与谐振频率Fr2相同。

在本实施例中，该谐振控制器25包括一运算器251和一控制单元252， 该运算器251将前述转换电压信号Vturn与一参考电压VREF进行差值运算， 并将运算产生的差值Verror送至控制单元252，由控制单元252决定是否进行 补偿，该控制单元252一可行的判断流程，请参阅图9所示，其包括：

判断差值Verror是否为零（步骤701）；若差值Verror为零，表示谐振频 率Fr2趋近或等于切换频率Fs，即结束判断；

若差值Verror不为零，表示谐振频率Fr2与切换频率Fs不一致，接着判 断本次差值与前次差值的差（ΔVerror）是否大于零（步骤702）；

当本次差值小于前次差值，接着判断本次切换频率是否小于前次切换频率 （步骤703），若本次切换频率Fs(n)小于前次切换频率Fs(n-1)，表示切换频 率Fs大于谐振频率Fr2，因此降低切换频率Fs（步骤704），并回到步骤701；

若本次切换频率Fs(n)未小于前次切换频率Fs(n-1)，表示切换频率Fs小于 谐振频率Fr2，因此提高切换频率Fs（步骤705），并回到步骤701。

在前述步骤702中，若本次差值与前次差值的差（ΔVerror）大于零，即 接着判断本次切换频率是否小于前次切换频率（步骤706），本次切换频率Fs(n) 若小于前次切换频率Fs(n-1)，表示切换频率Fs小于谐振频率Fr2，将提高切 换频率Fs（步骤705），并回到步骤701。

若本次切换频率Fs(n)未小于前次切换频率Fs(n-1)，表示切换频率Fs大于 谐振频率Fr2，因此降低切换频率Fs（步骤704），并回到步骤701。

前述补偿动作回到步骤701后，将重新执行步骤702、步骤703和步骤704 或步骤705，直到步骤701判断差值Verror为零，表示切换频率Fs与谐振频 率Fr2一致。

前述控制单元252又一可行的判断流程，请参阅图10所示，其包括：

判断差值Verror是否为零（步骤801）；若差值Verror为零，表示谐振频 率Fr2趋近或等于切换频率Fs，即结束判断；

若差值Verror不为零，表示谐振频率Fr2与切换频率Fs不一致，接着判 断本次差值与前次差值的差（ΔVerror）是否等于零（步骤802）；

当本次差值与前次差值的差（ΔVerror）不等于零，进一步判断是否大于 零（步骤803），接着以下的步骤804～步骤807与前一可行判断流程的步骤 703至步骤706相同。而在降低或提高切换频率Fs后，并回到步骤801；

在前述步骤802中，若本次差值与前次差值的差（ΔVerror）等于零，则 对切换频率进行一预调整（步骤808）后，回到步骤801。

接着判断差值Verror是否为零（步骤801）；若差值Verror不为零，表示 谐振频率Fr2与切换频率Fs不一致，接着判断本次差值与前次差值的差（Δ Verror）是否等于零（步骤802）；当本次差值与前次差值的差（ΔVerror）不 等于零，进一步判断是否大于零（步骤803），若大于零，表示先前预调整的 补偿方向错误，即接着判断本次切换频率是否小于前次切换频率（步骤807）， 由于补偿方向相反，因此本次切换频率Fs(n)若小于前次切换频率Fs(n-1)，表 示切换频率Fs小于谐振频率Fr2，将提高切换频率Fs（步骤806），并回到步 骤801。

若本次切换频率Fs(n)未小于前次切换频率Fs(n-1)，表示切换频率Fs大于 谐振频率Fr2，因此降低切换频率Fs（步骤805），并回到步骤801。

前述步骤803若不大于零，表示补偿方向正确，则进一步判断本次切换频 率Fs(n)是否小于前次切换频率Fs(n-1)（步骤804），若本次切换频率Fs(n)小 于前次切换频率Fs(n-1)，表示切换频率Fs大于谐振频率Fr2，因此降低切换 频率Fs（步骤805），并回到步骤801。若本次切换频率Fs(n)未小于前次切换 频率Fs(n-1)，表示切换频率Fs小于谐振频率Fr2，将提高切换频率Fs（步骤 806），并回到步骤801。直到步骤801判断差值Verror为零，表示切换频率 Fs与谐振频率Fr2一致。

至于前述切换频率Fs的调整可为以下几种方式：由于切换频率Fs与输出 电压和输入电压的比值（Vo/Vin）有关，也即与增益（Gain）有关，因此调整 输出电压和输入电压，都可以改变切换频率Fs；进一步而言，在开回路模式 下，采固定的输入电压，经由控制输出电压大小，以调整切换频率Fs。而在 闭回路模式下，则是控制输入电压大小，以调整该切换频率Fs。

根据图1所示的实施例，直流对直流转换器20的输入电压由交流对直流 转换器10提供，当交流对直流转换器10的输出电压改变，直流对直流转换器 20的切换频率Fs也将随之改变，因此可由直流对直流转换器20的谐振控制 器25产生一反馈电压控制信号（Bulk Control），送至交流对直流转换器10 的控制端BC，以改变该交流对直流转换器10的输出电压，而经由改变直流对 直流转换器20的输入电压，以调整切换频率Fs。对于所属技术领域具有通常 知识的人员可以理解的是：交流对直流转换器10是根据其反馈的直流电压 Vbulk和前述反馈电压控制信号（Bulk Control），共同作为调整交流对直流转 换器10输出电压的依据，一具体的实现技术如以下所述。

请参阅图1，该交流对直流转换器10中具有一控制模块100，该控制模块 100的一可行实施例是如图11所示，该控制模块100包括一叠加电路101及 一控制器102，该叠加电路101具有两输入端和一输出端，两输入端分别连接 交流对直流转换器10的直流电源输出端DC OUT和控制端BC，以取得反馈 的直流电压Vbulk和前述反馈电压控制信号（Bulk Control），并经叠加后送 至控制器102的输入端，由控制器102产生一驱动信号，据以调整交流对直流 转换器10直流电源输出端DC OUT上的直流电压Vbulk。

由上述可知，本发明鉴于LLC电路因谐振元件的生产误差，以致无法预 先准确地计算谐振频率Fr2，而因谐振频率Fr2不确定，以致无法有效地调整 切换频率Fs与谐振频率Fr2的对应关系；而本发明不以预设的谐振频率Fr2 作为调整基准，而是以实测数值判断切换频率Fs与谐振频率Fr2的实际状态， 进而在进入稳态后动态地调整切换频率Fs，以提高运作效率，并解决因谐振 元件误差无法准确计算谐振频率所衍生的问题。