电压型PWM整流器的控制方法、装置及电压型PWM整流器

摘要

本发明涉及电力电子技术和非线性控制应用领域，公开了一种电压型PWM整流器的控制方法、装置及电压型PWM整流器，通过获取整流器交流侧的三相线电压、三相电流和直流输出电压，获取三相电流在dq轴的期望电流i*d、i*q和期望直流电压u*DC，根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制。使得只需电压、电流的实时值，就可消除或抑制整流器输入电流中的所有谐波，结构简单、性能提升明显。

说明书

技术领域

本发明涉及电力电子技术和非线性控制应用领域，尤其涉及一种电压型PWM整流器的控制方法、装置及电压型PWM整流器。

背景技术

电压型PWM整流器具有网侧电流正弦化、单位功率因数、能量双向流动及恒定直流电压控制的优点，在工业中获得了广泛的应用。电压型PWM整流器优点的获得一般是在假设电网平衡的前提下，利用各种线性控制策略和非线性控制策略实现的。实际应用中，电压型PWM整流器工作于不平衡状态，尤其是电网电压不平衡，导致交流负序电流以及负序电压的存在，使交流电流中将出现奇次谐波、直流电压中将出现偶次谐波，对整流器的性能产生不良影响。

由于整流器无论工作于电网平衡还是不平衡状态，为了提高整流器的性能，现有技术中，提出了多种解决方案。例如：一、在两相静止αβ坐标系中电流环采用内模控制器的整流器不平衡控制策略，不仅实现了正负序电流的无差跟踪控制，而且可使系统获得了强鲁棒性。二、在正和负的旋转同步坐标系中采用双电流调节器可避免为提取正和负序分量的全带滤波器，在电流调节器中采用谐振-增益通路可减少稳态误差。三、通过电压、电流和功率的关系,得到了正负序dq坐标系下的电流控制指令,采用PI调节器进行控制。

现有技术中的控制策略从不同的角度研究了整流器电流控制问题，对于采用线性控制器(如PI、比例谐振控制器、广义积分器)控制具有非线性性质的整流器，导致整流器控制结构复杂、性能不佳。对于非线性控制器(如自抗扰、滑模变结构)控制算法复杂、导致计算延时；对于功率控制，当使用线性控制器时同样存在上述问题，当使用功率表时，存在开关频率不确定，给交流滤波电抗器设计带来困难。针对现行整流器电流控制存在的问题。

发明内容

本发明提供一种电压型PWM整流器的控制方法、装置及电压型PWM整流器，解决现有技术中整流器控制结构复杂、性能不佳、输入电流中出现谐波的技术问题。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种电压型PWM整流器的控制方法，包括：

获取整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca、三相电流i_a、i_b、i_c和直流输出电压u_DC；

获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC；

根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制，其中，所述整流器的模型为两相同步旋转坐标系下的数学模型，所述整流控制器为基于EL方程模型的无源控制器，所述整流控制器的输入为u_ab、u_bc、u_ca、i_a、i_b、i_c、i^*_d，所述整流控制器的输出为三相静止坐标系下的开关函数Sa、Sb、Sc。

一种电压型PWM整流器的控制装置，包括：

第一获取模块，用于获取整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca、三相电流i_a、i_b、i_c和直流输出电压u_DC；

第二获取模块，用于获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC；

控制模块，用于根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制，其中，所述整流器的模型为两相同步旋转坐标系下的数学模型，所述整流控制器为基于EL方程模型的无源控制器，所述整流控制器的输入为u_ab、u_bc、u_ca、i_a、i_b、i_c、i^*_d，所述整流控制器的输出为三相静止坐标系下的开关函数Sa、Sb、Sc。

一种电压型PWM整流器，包括整流器和整流控制器，其中，所述整流控制器，用于获取整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca、三相电流i_a、i_b、i_c和直流输出电压u_DC；获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC；根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制，其中，所述整流器的模型为两相同步旋转坐标系下的数学模型，所述整流控制器为基于EL方程模型的无源控制器，所述整流控制器的输入为u_ab、u_bc、u_ca、i_a、i_b、i_c、i^*_d，所述整流控制器的输出为三相静止坐标系下的开关函数Sa、Sb、Sc。

通过本发明提供的一种电压型PWM整流器的控制方法、装置及电压型PWM整流器，通过获取整流器交流侧的三相线电压、三相电流和直流输出电压，获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC，根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制。使得只需电压、电流的实时值，就可消除或抑制整流器输入电流中的所有谐波，结构简单、性能提升明显。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的电压型PWM整流器主电路结构图；

图2为本发明实施例提供的一种电压型PWM整流器的控制方法的流程图；

图3为本发明实施例提供的整流控制器的建立流程图；

图4为本发明实施例提供的一种电压型PWM整流器的控制装置的结构示意图；

图5为本发明实施例提供的一种电压型PWM整流器的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

如图1为本发明实施例中提供电压型PWM整流器主电路结构图，在假设网侧滤波器参数相同、开关器件无损失的情况下三相电压型PWM整流器主电路如图1所示。在电网不平衡时，三相相电压u_a+u_b+u_c≠0；电流满足i_a+i_b+i_c＝0；S_a+S_b+S_c≠0(S_a、S_b、S_c为每相桥臂的驱动开关函数，S_i＝1表示上桥臂导通，下桥臂关断；S_i＝0表示上桥臂关断，下桥臂导通；i＝a,b,c)。由图1可得线电压、线开关量、交流电流及直流电压为变量的整流器数学模型，如下：

$>\left(\begin{array}{c}3L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=(u_{\mathrm{ab}}-u_{\mathrm{ca}})-3{\mathrm{Ri}}_a-(S_{\mathrm{ab}}-S_{\mathrm{ca}})u_{\mathrm{DC}}\\ 3L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=(u_{\mathrm{bc}}-u_{\mathrm{ab}})-3{\mathrm{Ri}}_b-(S_{\mathrm{bc}}-S_{\mathrm{ab}})u_{\mathrm{DC}}\\ 3L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=(u_{\mathrm{ca}}-u_{\mathrm{bc}})-3{\mathrm{Ri}}_c-(S_{\mathrm{ca}}-S_{\mathrm{bc}})u_{\mathrm{DC}}\\ C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{3}[(S_{\mathrm{ab}}-S_{\mathrm{ca}})i_a+(S_{\mathrm{bc}}-S_{\mathrm{ab}})i_b+(S_{\mathrm{ca}}-S_{\mathrm{bc}})i_c]-\frac{u_{\mathrm{DC}}}{R_L}\end{array}\right)---\left(1\right)$>

S_ab、S_bc、S_ca为线开关函数，S_ab＝S_a-S_b、S_bc＝S_b-S_c、S_ca＝S_c-S_a，u_ab、u_bc、u_ca为电网线电压，三相电流为i_a、i_b、i_c，u_DC为直流输出电压。

基于图1所示的应用场景，以对驱动开关函数的控制为例，介绍本发明实施例中提供的一种电压型PWM整流器的控制方法，如图2所示，该方法包括如下步骤：

步骤201、获取整流器交流侧的三相线电压、三相电流和直流输出电压；

其中，可以利用电压传感器获取整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca和直流输出电压u_DC，利用电流传感器获取三相电流i_a、i_b、i_c；

步骤202、获取三相电流在两相同步旋转坐标系下的期望电流和期望直流电压；

其中，i^*_d、i^*_q为两相同步旋转坐标系下的期望电流，直流电压等于给定电压期望的要求为i^*_d＝I_m(为稳态运行时平衡交流相电流的幅值)、i^*_q＝0、u^*_DC为恒定值。u^*_DC要满足负载要求和(U_m为电网平衡交流相电压的幅值)确定。根据交直流侧功率平衡(忽略开关损失)，I_m的计算式为u^*_DC期望的直流输出电压，R为滤波器电阻，R_L为等效直流负载，u_ld为两相同步旋转坐标系下的线电压。

步骤203、根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制。

其中，所述整流器的模型为两相同步旋转坐标系下的数学模型，所述整流控制器为基于EL方程模型的无源控制器，所述整流控制器的输入为u_ab、u_bc、u_ca、i_a、i_b、i_c、i^*_d，所述整流控制器的输出为三相静止坐标系下的开关函数Sa、Sb、Sc。

本发明实施例提供了一种电压型PWM整流器的控制方法，通过获取整流器交流侧的三相线电压、三相电流和直流输出电压，获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC，根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制。使得只需电压、电流的实时值，就可消除或抑制整流器输入电流中的所有谐波，结构简单、性能提升明显。

本发明实施例的步骤201之前，需要预先建立整流控制器，下面对整流控制器的建立过程，进行详细介绍，如图3所示为整流控制器的建立流程图，包括如下步骤：

步骤301、对所述整流器交流侧的三相线电流i_a、i_b、i_c进行Park变换，以获得两相同步旋转坐标系下的交流侧电流i_d、i_q；

其中，根据矩阵公式(2)，对i_a、i_b、i_c进行Park变换，以获得两相同步旋转坐标系下的交流侧电流i_d、i_q，

步骤302、对所述整流器在三相静止坐标系下的线开关函数S_ab、S_bc、S_ca和三相线电压u_ab、u_bc、u_ca进行Park变换，以获得两相同步旋转坐标系下的开关函数S_ld、S_lq和交流侧电压u_ld、u_lq；

其中，根据矩阵公式(3)，对开关函数S_ab、S_bc、S_ca和三相线电压u_ab、u_bc、u_ca进行Park变换，以获得两相同步旋转坐标系下的开关函数S_ld、S_lq和交流侧电压u_ld、u_lq。

其中，步骤301-302之间没有先后顺序。

步骤303、将i_d、i_q、u_ld、u_lq、S_ld、S_lq代入所述整流器在三相静止坐标系下的数学模型，以获得所述整流器在两相同步旋转坐标系下的数学模型；

其中，将i_d、i_q、u_ld、u_lq、S_ld、S_lq代入公式(1)中，获得所述整流器在两相同步旋转坐标系下的数学模型$>\left(\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=\frac{\sqrt{3}}{3}{u}_{\mathrm{ld}}-{\mathrm{Ri}}_d+L{\mathrm{\omega i}}_q-\frac{\sqrt{3}}{3}{S}_{\mathrm{ld}}{u}_{\mathrm{DC}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=\frac{\sqrt{3}}{3}{u}_{\mathrm{lq}}-{\mathrm{Ri}}_q-L{\mathrm{\omega i}}_d-\frac{\sqrt{3}}{3}{S}_{\mathrm{lq}}{u}_{\mathrm{DC}}\\ \frac{2}{3}C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{DC}}}{\mathrm{dt}}=\frac{\sqrt{3}}{3}(S_{\mathrm{ld}}{i}_d+S_{\mathrm{lq}}{i}_q)-\frac{2}{3}\frac{u_{\mathrm{DC}}}{R_L}\end{array}\right)---\left(4\right),$>公式(4)中，i_d、i_q为交流电流在d、q轴上的分量；S_ld、S_lq为线开关函数在d、q轴上的分量；u_ld、u_lq为电网线电压在d、q轴上的分量。

步骤304、根据EL方程模型和所述整流器在两相同步旋转坐标系下的数学模型建立所述整流控制器。

其中，步骤405为了得到基于EL方程(Euler-Lagrange，欧拉-拉格朗日方程)的整流器无源控制策略，需要根据EL方程模型和所述整流器在两相同步旋转坐标系下的数学模型建立整流控制器，具体包括如下步骤：

步骤305-1、将所述整流器在两相同步旋转坐标系下的数学模型变换为EL方程模型；

其中，将公式(4)变换成EL模型公式(5)中表示x对时间的导数，$>x=\left(\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\\ x_3\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ u_{\mathrm{DC}}\end{array}\right),$>$>M=\left(\begin{array}{ccc}L& 0& 0\\ 0& L& 0\\ 0& 0& 2C/3\end{array}\right),$>$>J=\left(\begin{array}{ccc}0& -\mathrm{\omega L}& \sqrt{3}{S}_{\mathrm{ld}}/3\\ \mathrm{\omega L}& 0& \sqrt{3}{S}_{\mathrm{lq}}/3\\ -\sqrt{3}{S}_{\mathrm{ld}}/3& -\sqrt{3}{S}_{\mathrm{lq}}/3& 0\end{array}\right)$>为反对称矩阵，$>R=\left(\begin{array}{ccc}R& 0& 0\\ 0& R& 0\\ 0& 0& 2/3R_L\end{array}\right),$>$>u=\left(\begin{array}{c}\sqrt{3}{u}_{\mathrm{ld}}/3\\ \sqrt{3}{u}_{\mathrm{lq}}/3\\ 0\end{array}\right).$>

步骤305-2、向EL方程模型中注入阻尼，以获取所述整流控制器的控制律；

其中，设整流器期望电流矢量为x^*，误差电流矢量x_e＝x-x^*。公式(5)变为$>M{\stackrel{·}{x}}_e+R_d{x}_e=u-(M{\stackrel{·}{x}}^{*}+\mathrm{Jx}+R{x}^{*}-R_a{x}_e)$>公式(6)，误差能量函数为基于EL方程的无源控制器具有良好的稳态性能，但收敛速度较慢，为加快系统收敛速度，在控制器中注入阻尼，使误差能量函数快速变为零，采用阻尼注入R_dx_e＝(R+R_a)x_e，R_a为阻尼注入矩阵，$>R_a=\left(\begin{array}{ccc}{r}_{a1}& 0& 0\\ 0& r_{a2}& 0\\ 0& 0& 2/3r_{a3}\end{array}\right),$>r_a1、r_a2、r_a3为可设定的正常数，当引入阻尼注入矩阵时，公式(6)变为$>M{\stackrel{·}{x}}_e=u-(M{\stackrel{·}{x}}^{*}+\mathrm{Jx}+R{x}^{*}-R_a{x}_e)-R_d{x}_e,$>对能量误差函数取导$>{\stackrel{·}{H}}_e=\left(x\right)=x_e^{T}M{\stackrel{·}{x}}_e,$>$>{\stackrel{·}{H}}_e\left(x\right)=x_e^T(u-(M{\stackrel{·}{x}}^{*}+\mathrm{Jx}+R{x}^{*}-R_a{x}_e)-R_d{x}_e),$>令控制器的控制律为公式(7)，则能量误差函数对时间的导数使得H_e(x)→0，x→x^*，在公式(7)作用下，整流器可实现控制目标，调节R_a就可调节H_e(x)的收敛到0的速度。由公式(7)可得实现控制目标的线开关函数

$>S_{\mathrm{ld}}=(\sqrt{3}{u}_{\mathrm{ld}}-3L{\stackrel{·}{i}}_d^{*}+3\omega {\mathrm{Li}}_q-3{\mathrm{Ri}}_d^{*}+3r_{\mathrm{al}}(i_d-i_d^{*}))/\sqrt{3}{u}_{\mathrm{DC}},$>

$>S_{\mathrm{lq}}=(\sqrt{3}{u}_{\mathrm{lq}}-3\omega {\mathrm{Li}}_d+3r_{a2}{i}_q)/\sqrt{3}{u}_{\mathrm{DC}};$>公式(8)，r_a1、r_a2为注入的阻尼，为i_d的期望值。三相电压型PWM整流器在电网不平衡情况下稳态运行时，网侧电流正弦、期望功率因数为1，直流电压等于给定电压则(I_m为稳态运行时平衡交流相电流的幅值)

$>I_m=\frac{1}{2}(\frac{u_{\mathrm{ld}}}{\sqrt{3}R}-\sqrt{\frac{{\left(\sqrt{3}{u}_{\mathrm{ld}}\right)}^2}{{\left(3R\right)}^2}-\frac{8u_{\mathrm{DC}}^{*}}{3{\mathrm{RR}}_L}})---\left(9\right)$>

步骤305-3、根据所述整流控制器的控制律，建立整流控制器。

其中，所述整流控制器的输出为开关函数Sa、Sb、Sc，

$>\left(\begin{array}{c}{S}_a=\frac{1}{3}(S_{\mathrm{ab}}-S_{\mathrm{ca}}+\mathrm{\Delta S})\\ S_b=\frac{1}{3}(S_{\mathrm{bc}}-S_{\mathrm{ab}}+\mathrm{\Delta S})\\ S_c=\frac{1}{3}(S_{\mathrm{ca}}-S_{\mathrm{bc}}+\mathrm{\Delta S})\end{array}\right)$>公式(10)，ΔS＝S_a+S_b+S_c，其中，先通过S_ld和S_lq进行dq0到abc的反变换，获得三相静止坐标系下的线开关函数Sab、Sbc、Sca，

S_ab＝S_ldsin(ωt+30°)+S_lqcos(ωt+30°)，S_bc＝S_ldsin(ωt-90°)+S_lqcos(ωt-90°)，

S_ca＝S_ldsin(ωt+150°)+S_lqcos(ωt+150°)，S_ab、S_bc、S_ca由S_ld和S_lq进行dq0到abc的反变换而得，将公式(10)代入到公式(1)中，得到$>\left(\begin{array}{c}{u}_a={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+S_a{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{3}(\mathrm{\Delta u}-\Delta {\mathrm{Su}}_{\mathrm{DC}})\\ u_b={\mathrm{Ri}}_b+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+S_b{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{3}(\mathrm{\Delta u}-\Delta {\mathrm{Su}}_{\mathrm{DC}})\\ u_c={\mathrm{Ri}}_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+S_c{u}_{\mathrm{DC}}+\frac{1}{3}(\mathrm{\Delta u}-\Delta {\mathrm{Su}}_{\mathrm{DC}})\end{array}\right)$>公式(11)，式中，Δu＝u_a+u_b+u_c。

为克服Δu对交流电流的影响，根据公式(10)，可选择则有$>\left(\begin{array}{c}{u}_a={\mathrm{Ri}}_a+L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+S_a{u}_{\mathrm{DC}}\\ u_b={\mathrm{Ri}}_b+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+S_b{u}_{\mathrm{DC}}\\ u_c={\mathrm{Ri}}_c+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+S_c{u}_{\mathrm{DC}}\end{array}\right)$>公式(12)。

由公式(12)得到的PWM信号可实现在电网不平衡时，在无源电流控制器保证交流电流为正弦时，电网电压不平衡必导致开关函数的不平衡，即整流器输入电压的不平衡补偿电网电压的不平衡。

本发明实施例提供了一种电压型PWM整流器的控制装置，如图4所示，包括：

第一获取模块410，用于获取整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca、三相电流i_a、i_b、i_c和直流输出电压u_DC；

第二获取模块420，用于获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC；

控制模块430，用于根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制，其中，所述整流器的模型为三相静止坐标系下的数学模型，所述整流控制器为基于EL方程模型的无源控制器，所述整流控制器的输入为u_ab、u_bc、u_ca、i_a、i_b、i_c、i^*_d，所述整流控制器的输出为三相静止坐标系下的开关函数Sa、Sb、Sc。

其中，所述控制模块，包括：

第一变换单元431，用于将所述第一获取模块获取的整流器交流侧的三相线电流i_a、i_b、i_c变换为两相同步旋转坐标系下的交流侧电流i_d、i_q；

第二变换单元432，用于将所述第一获取模块获取的整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca变换为两相同步旋转坐标系下的交流侧电压u_ld、u_lq；

阻尼输入单元433，用于输入阻尼r_a1、r_a2；

电流计算单元434，用于根据两相同步旋转坐标系下的线电压u_ld、等效直流负载、输入电阻R、期望的直流输出电压u^*_DC，两相同步旋转坐标系下的期望电流i^*_q；

处理控制单元435，用于根据i_d、i_q、u_ld、u_lq、r_a1、r_a2、u_DC、计算出线开关函数Sab、Sbc、Sca，根据所述线开关函数Sab、Sbc、Sca，计算出开关函数Sa、Sb、Sc，并通过所述开关函数Sa、Sb、Sc，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制。

其中，所述处理控制单元435，包括：

计算子单元4351，用于根据i_d、i_q、u_ld、u_lq、r_a1、r_a2、u_DC、计算出两相同步旋转坐标系下的线开关函数

$>S_{\mathrm{ld}}=(\sqrt{3}{u}_{\mathrm{ld}}-3L{\stackrel{·}{i}}_d^{*}+3\omega {\mathrm{Li}}_q-3{\mathrm{Ri}}_d^{*}+3r_{\mathrm{al}}(i_d-i_d^{*}))/\sqrt{3}{u}_{\mathrm{DC}},$>

控制输出子单元4352，用于对S_ld和S_lq进行Park反变换，以获得三相静止坐标系下的线开关函数Sab、Sbc、Sca；

控制执行子单元4353，用于根据线开关函数Sab、Sbc、Sca，计算出开关函数Sa、Sb、Sc，并通过所述开关函数Sa、Sb、Sc，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制。

本发明实施例中还提供了一种电压型PWM整流器，如图5所示，包括整流器510和整流控制器520，其中，所述整流控制器520，用于获取整流器交流侧的三相线电压u_ab、u_bc、u_ca、三相电流i_a、i_b、i_c和直流输出电压u_DC；获取三相电流在dq轴的期望电流i^*_d、i^*_q和期望直流电压u^*_DC；根据基于EL方程模型建立的整流控制器，在电网不平衡情况下，对所述整流器进行控制，其中，所述整流器的模型为三相静止坐标系下的数学模型，所述整流控制器为基于EL方程模型的无源控制器，所述整流控制器的输入为u_ab、u_bc、u_ca、i_a、i_b、i_c、i^*_d，所述整流控制器的输出为三相静止坐标系下的开关函数Sa、Sb、Sc。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的硬件平台的方式来实现，当然也可以全部通过硬件来实施，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案对背景技术做出贡献的全部或者部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

以上对本发明进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。