限制机动车起动器电功率电路中的浪涌电流的方法以及对应的电路、电流限制器和起动器

摘要

本发明涉及一种限制浪涌电流的方法，其实施在机动车起动器(15)的电功率电路(1)中。起动器包括电磁接触器(12)和包括具有额定电感(L

说明书

技术领域

总体地，本发明涉及机动车的热机起动器领域。更具体地，本发明涉及 一种用于限制起动器的电功率电路中的浪涌电流的方法以及相应的电路。其 还涉及电流限制器，以及包括该种类型的电流限制器的起动器。

背景技术

当起动器被接通以确保车辆的热机的起动时，产生显著的浪涌电流，其 接近起动器的短路电流水平，即约1000安培的电流。该电流的强度继而随 着对应于电机转子的起动器的电枢的速度的增加而降低。

造成的电池端子处的电压降低对应于该初始电流尖峰。其他较不显著的 电压降低继而在起动阶段中发生，且对应于通过热机的相继的上死点。

所谓“增强型”起动机的开发(设计用于热机的自动停止/再起动系统(已 知为“停/起”或“停止再出发(stop and go)”的系统)如今对机动车辆构 件供应商设置了新的限制，其涉及符合当起动机接通时电流需求期间电池的 最低电压阈值的要求。因此，在其规格中，机动车辆制造商限定了第一电压 阈值，其通常在约7伏至9伏之间，电池电压不能降低于其。对于后续的电 压降低(对应于热机的上死点)，电池电压必须保持高于第二电压阈值，其 通常在8伏至9伏之间。在热机的起动期间，车辆的车载网络电压由此保持 在足以确保车辆设备的期待运行的值。

增强型起动器通常具有大于传统起动器的功率，以实现快速起动，使得 用户更舒适。这导致了接通期间更高的浪涌电流，且因此导致超出通常值的 第一电池电压降低，由此产生了高的要求。这给设计者造成了确实的困难， 因为为了高于电池电压，必须使得起动机具有大的内部电压降低，使得继而 不再存在在低温下以足够的速度驱动热机所必须的功率。

在现有技术中，已经提出针对上述问题的方案。由申请者所知的第一已 知方案是基于使用电压增加电子转换器，以避免车载网络上过低的电压水 平。这些转换器的主要缺点包括其所引起的显著成本。

另一已知方法提出通过两个继电器、计时器以及限流电阻控制起动器。 在第一运行阶段中(其持续时间由计时器决定),附加的电阻被串联插置在起 动器的电功率电路中，且限制初始电流尖峰。在第二运行阶段中，附加的电 阻从功率电路中去除，以允许充分的电流通入到起动器的电枢中，且允许起 动器速度的增加。

文件EP2080897A2和EP2128426A2描述了前述类型的起动器。除了额 外的控制继电器、计时器和限流电阻涉及的附加的成本之后，该额外的继电 器的引入(其包括承受磨损的可动机械部件)在起动器的电阻必须不发生任 意问题地承受的起动循环数量方面对其具有负面的影响。起动器的电阻在起 动循环的数量方面对于设计用于停/起系统的起动机是特别严苛的限制。实际 上，该类型的起动器被要求承受约300000次起动循环，即，比传统起动器 所需要承受的约30000次多10倍。

除了上述的缺陷之外，根据现有技术的该第二方案的使用可在符合在时 间方面有所限制的电压范围的要求被机动车制造商所要求时被证实是不合 适的。该类型的范围通常包括低电压水平(对应于上述的第一电压阈值)以 及高电压水平(对应于上述的第二电压阈值)。升高的电压梯度也包括在范 围中，在低水平和高水平之间。

由申请人进行的测试(其针对低水平的持续时间和范围的梯度的斜率具 有制造商常用的值)示出了对于根据现有技术的该第二方案存在保持在该范 围中的难度。事实上，已经发现当电池电压在在初始的电流尖峰已经被吸收 之后被整流之后再次在计时的结尾处下降时存在超出其电压梯度的水平的 风险，其中流过起动器的电枢的电流继而由于电功率电路的限流电阻的去除 而显著地增加。在超出该点之后，电池电压可保持低于该范围达一定阶段的 时间，且仅在升高电压梯度结束之后返回至范围中，而此时已经达到了高电 压水平的开始时刻。

也已经提出在起动器的电功率电路中串联插置同轴电缆扼流圈(也称作 “冲击”线圈)替代电阻器作为限流元件，或在起动器上并联连接电容器。

该后两个方案已经在文件US6598574B2中描述的电气起动器电路中替 换地或组合地实施。

该冲击线圈或该电容器的目的是限制电路中的电流变化速度。

在电路中的这些元件的影响为电气学家所周知，且这些元件已经在许多 领域中被用于该目的以很长的时间，包括机动车领域，如文件US1179407 所示出的。

该方案的一个缺陷在于电流的变化速度取决于电路的总电阻，而不是仅 取决于附加的电感或电容器。因此难于形成对应于机动车制造商的规格的准 确范围。

此外，已经累积在冲击线圈中的电磁能量将在电路断开时恢复，且添加 至存储在电马达的绕组中的能量，这将导致过量的电压。

出于消除上述的缺陷的目的，申请人已经提出对已经存在于现有技术中 的起动器的改进，特别是针对在机动车中热机的自动停止/重起功能的应用。

总体地，这些改进已经包括了将电感类型的滤波装置和电马达串联地装 配在起动器的电功率电路中，以诸如限制浪涌电流，且阻止电马达服役之后 的电池电压降低。

由申请人已经执行的新的理论研究已经使得明确这些改进的领域成为 可能。

发明内容

本发明因此设计一种用于限制机动车起动器的电功率电路中的浪涌电 流的方法。

根据第一方面，一种用于限制机动车起动器的电功率电路中的浪涌电流 的方法为通过串联插置在电路中的电感元件控制浪涌电流的变动速度的类 型，其中起动器包括电磁接触器和包括具有标称电感的马达绕组的电马达。

根据本发明，变动速度的初始值基本独立于标称电感，且初始值取决于 接近于变压器的主绕组和副绕组中的一个的耦合系数，变压器的主绕组构成 电感元件。

该初始值还高度有利地取决于变压器的主绕组和副绕组之间的耦合系 数，变压器的主绕组构成电路的电感元件。

还从下列事实获得优势：初始值和变压器的弥散系数成反比。

在根据本发明的方法中，浪涌电流的限制有优势地取决于变压器的副绕 组的副电阻。

该方法有优势地在机动车起动器的电功率电路中实施，该电功率电路为 包括串联的电感元件的类型，且其起动器包括电马达和电磁接触器。

根据本发明，电功率电路特征在于该电感元件包括变压器的主绕组，其 副绕组被短路。

在该电功率电路的第一实施例中，主绕组被优选地插置在车辆的电池的 正极和电磁接触器的功率触点之间。

在第二实施例中，主绕组被替换地优选地插置在电磁接触器的功率触点 和电马达之间。

一种可并入在根据本发明的机动车起动器的电功率电路中的电流限制 器，其特征在于其包括变压器，该变压器的弥散系数被根据该车辆的车载电 气网络的电压范围预先确定。

此外，该变压器包括副绕组，其优选地、替换地或同时地具有根据该电 压范围预先确定的副电阻。

本发明还涉及马达车辆起动器，其特征在于其包括具有上述特征的电流 限制器，该电流限制器被固定在起动器的外壳上。

这些必要规格将使得本领域技术人员明确通过将申请人关于其电感类 型的滤波装置的理论研究的结果计入考量而获得的附加的优势。

在下文中结合附图提供了关于本发明的详细的描述。应注意这些附图仅 用于说明描述的文字，而不意图以任何方式限制本发明的范围。

附图说明

图1是现有技术中已知的包括同轴电缆扼流圈的车辆起动器的电功率电 路的简化示意图。

图2a和2b示出了在现有技术中已知的机动车起动器的电功率电路中的 浪涌电流的短暂功率输出(development)，即，分别是电马达被阻挡时以及 电马达自由旋转时。

图3是根据本发明的包括电感元件的机动车起动器的电功率电路的简化 示意图。

图4a和4b示出了本发明的包括电感元件的机动车起动器的电功率电路 中的浪涌电流的短暂功率输出，即分别是电马达被阻挡时以及电马达自由旋 转时，与没有附加的电感元件的电路进行比较。

图5a和5b是根据本发明的两个优选实施例的机动车起动器的电功率电 路以及其控制的示意图。

具体实施方式

构成现有技术中已知的机动车起动器的电功率电路1的不同元件在图1 中通过下列项示意地示出：

-具有标称电压U₀的直流电压源2，其代表车载电池；

-开关3，其代表电磁接触器；

-电阻元件4，其代表具有等效电阻R的电路的全部电阻；

-冲击线圈5，其具有滤波电感L_F；

-电感线圈6，其代表马达7的全部绕组，且具有标称电感L₀；

-直流马达7，具有取决于旋转速度Ω的旋转电动力E(Ω)。

在电路中循环的电流的瞬时强度被称作i(t)，且串联的电子元件4、冲 击线圈5和马达线圈6的端子处的瞬时电压被称作U(t)。

出于对申请人制造的电路的第一准确电气分析的目的，标称电感L₀和 滤波电感L_F的和被称作L。

电动力常数被称作K_E，耦合常数被称作K_C，且旋转的部件的惯性被称 作J，马达耦合被称作C，且电感流量被称作Φ。

第一电气分析小结如下：

(1)U＝L.di/dt+R.i,其中t＝0时i＝0

(应用至整个电路的通用欧姆定律)

(2)i(t)＝U₀/R.(1–exp(-R.t/L))

(公式(1)的微分公式解，其没有旋转电动力E(Ω),转子被阻挡， 其中U＝U₀)

(3)i(t)＝U/R.(1–exp(-R.t/L))

(以旋转电动力E(Ω)逼近的(1)的解，其中转子自由旋转，其中

U＝U₀-E(Ω),E(Ω)＝K_E.Φ.Ω,且J.dΩ/dt＝C(i)＝K_C.Φ.i,使 得Ω＝K_C.Φ.i.t/J)

(4)τ＝L/R,t＝0时di/dt＝U₀/L,且当t→∞时i→U₀/R

(没有旋转电动电磁力E(Ω)情况下公式(1)和(2)的展开：标称 电气时间常数τ、在原点处的信号梯度i(t)、以及渐进水平i)

(5)τ＝L/R,t＝0时di/dt＝U₀/L,且对于U₀-E(Ω)＝R.i，di/dt＝0 (i＝i_max)

(具有旋转电动电磁力E(Ω)的公式(1)和(3)的展开：标称电气 时间常数τ、原点处的信号梯度i(t)、以及等待i的最高水平的条件)

(6)W_mag＝1/2.L_F.i²+1/2.i.Φ＝1/2.L.i²

(当电路断开时，在情形(1)和(2)中以磁性形式存储的能量W_mag将被恢复，其将导致幅度和L成比例的过量电压)。

对应于转子被阻挡的情形的微分方程(1)的解(2)在图2a中示出， 此时L的值从L_O(电路1中没有冲击线圈5)至高5倍的值A1或高10倍 的值A2。

L的更高的值使得能够获取较低的初始梯度di/dt＝U₀/L，但具有导致相 同公式中存储的磁能W_mag＝1/2.L.i²增加的缺陷。

浪涌电流的瞬时强度i(t)对于较标称电气时间常数τ长的时刻朝向 U₀/R靠近，即朝向取决于电功率电路1的全部电阻R的极限，且由此难以 调节。

对应于转子自由旋转的情形的微分方程(1)的解(3)在图2b中示出， 此时L的值从L₀(电路1中没有冲击线圈5)至高5倍的值A1或高10倍的 值A2。

通过L的值的增加控制初始梯度di/dt具有与在此前的情形中存储的磁 能W_mag增加相同的缺点。

瞬时强度的最大值i_max在该情形中也取决于不可调节的外部条件，如上 述等式(5)所示。

事实上，该最大值取决于马达7的旋转电动力E(Ω)，而旋转电动力E (Ω)取决于马达7的特征参数(电动力常数K_E、耦合常数K_C和电感流Φ) 之乘积。

在根据本发明的用于限制浪涌电流的方法中，浪涌电流的变动速度的初 始值和该浪涌电流的限制可独立于这些外部状况而在另一方面被调节，如将 在下文中结合图3所示出的。

在图3中示意地示出的可实施根据本发明的方法的电功率电路1包括串 联的电感元件8，其使得可以：

-使得浪涌电流的初始形成如所要求地一样迅速，独立于电路1的其他 部件；

-使得浪涌电流的后续形成如所要求地一样慢；

-不对存储附加的磁能有所贡献；和

-由此调节浪涌电流的限制。

该电感元件8包括变压器9的主绕组8，其副绕组10在其自身的电阻器 上被短路。

图3中示出的其他部件和图1中的相同或类似：

-具有标称电压U₀的直流电压源2，其代表车载电池；

-开关3，其代表电磁接触器；

-电阻器12，代表电路的全部电阻，包括变压器9的主绕组8的主电阻， 且具有总电阻R1；

-电感线圈6，其代表马达7的全部绕组，且具有标称电感L₀；

-直流马达7，具有取决于旋转速度Ω的旋转电动力E(Ω)。

变压器9为优良质量变压器，即，其被选择为具有接近一个单位的磁耦 合系数k。

应记住变压器的耦合系数由比值k＝M/(L₁.L₂)^1/2限定，其中L₁是主电 感，L₂是副电感，且M是双向电感。变压器的弥散系数由量σ＝1-k²限定。

出于对申请人制造的电路的第二准确电气分析的目的，将L₁认为是变 压器9的主绕组8的滤波电感L_F和标称电感L₀的和。

由此，L₀表现为返回至主绕组的变压器9的漏电感，且如果将较低的耦 合系数k计入考量，则允许计算的简化。

换句话说，如果M_F大致等于1.0(L_F.L₂)^1/2，则M大致等于0.9(L₁.L₂) ^1/2。

在电功率电路1中循环的浪涌电流的第一强度被称作i₁(t)，且串联的 电阻器12、主绕组8和马达线圈6的端子处的瞬时电压被称作U(t)。

在变压器9的副绕组10中循环的副电流的第二强度被称作i₂(t)。

电动力常数被称作K_E，耦合常数被称作K_C，旋转的部件的转动惯量被 称作J，马达耦合被称作C,电感流被称作Φ，流动通过主绕组和副绕组8、 10的总磁流分别被称作Φ₁和Φ₂，变压器9中存储的附加的磁能被称作 W_mag.add，且存储在马达绕组中的磁能被称作W_mag。

该第二电气分析被小结如下，已知其处在线性作用的背景中，即，没有 磁饱和：

(1')U＝L₁.di₁/dt+M.di₂/dt+R₁.i₁,其中t＝0时i₁＝0

0＝L₂.di₂/dt+M.di₁/dt+R₂.i₂,其中t＝0时i₂＝0

(应用至两个耦合的电气电路的通用欧姆定律)

(2')i₁(t)＝U₀/R₁.(1-exp(-t/τ_rapid).B_rapid-exp(-t/τ_slow).B_slow),其 中(B_rapid+B_slow)＝1

i₂(t)＝U₀/R₂.(0-exp(-t/τ_rapid).C_rapid-exp(-t/τ_slow).C_slow),其 中C_rapid和C_slow不在此处解释

B_rapid＝1/2.(A^1/2+R₁.L₂-R₂.L₁).A^-1/2

B_slow＝1/2.(A^1/2-R₁.L₂+R₂.L₁).A^-1/2

τ_rapid＝2.(L₁.L₂-M²)/(R₁.L₂+R₂.L₁+A^1/2)

τ_slow＝2.(L₁.L₂-M²)/(R₁.L₂+R₂.L₁–A^1/2)

其中A＝(R₁.R₂)².(L₁/R₁-L₂/R₂)²+4.R₁.R₂.M²

(没有旋转电动力的微分系统(1')的解，转子被阻挡，其中U＝U₀) (3')和(2')相同，但其中U＝U₀–E，而不是U₀

(通过旋转电动力近似的解，其中，转子自由旋转，且

U＝U₀-E(Ω),E(Ω)＝K_E.Φ.Ω,且J.dΩ/dt＝C(i)＝K_C.Φ.i,其 中Ω＝K_C.Φ.i.t/J)

(4')τ_rapid,τ_slow,和t＝0时di₁/dt＝U₀.L₂/(L₁.L₂-M²),且当t→∞时 i₁→U₀/R₁

(没有旋转电动电磁力的公式(1')和(2')的展开：电气时间常数、 原点处的信号梯度i₁(t)、以及渐进水平i₁)

(5')τ_rapid,τ_slow,和t＝0时的di₁/dt:和(4')的情形相同,

且对于U₀-E(Ω)＝R₁.i₁，di/dt＝0(i₁＝i_max)

(没有旋转电动电磁力的公式(1')和(3')的展开：电气时间常数、 原点处的信号梯度i₁(t)、以及最高水平i₁的等待条件)

(6')W_mag.add＝1/2.(i₁.Φ₁＝i₂.Φ₂)

主绕组和副绕组(考虑到其以相同的方向缠绕)具有通过其的具有相反 方向的电流，因为i₁和i₂分别为电感的和感应的，且因此附加的磁能基本为 零：

W_mag.add～1/2.(i₁.Φ₁–i₁.Φ₁)～0，如果磁耦合系数k足够接近1(即其 中Φ₁和Φ₂基本等于由磁感B和所述感应通过的磁芯的铁截面的乘积)。

总磁能W_mag.total＝W_mag.add+W_mag因此基本等于存储在马达绕组6中的磁 能，即，W_mag.total～1/2.(i₁.Φ)～1/2。L₀.i₁²适用于功率电路中没有任何附 加的电感元件8的情形(关于当电功率电路断开时车载网络上的过量电压的 风险水平没有劣化)。

对应于其中转子被阻挡的情形的微分等式系统(1')的解(2')在图4a 中示出，此时L₁的值具有比L₀高5倍的值A1或高10倍的另一值A2。

已发现初始时刻t＝0处的梯度di₁/dt根据L₁变动极少，即，电功率电 路1中的浪涌电流的变动速度的初始值基本独立于马达绕组6的标称电感 L₀。

该初始值可非常大，以通过使用优良质量的变压器允许浪涌电流的迅速 产生，如通过i₁(t)的初始梯度的表达式di₁/dt＝U₀.L₂/(L₁.L₂–M²)所示 出的。当耦合系数k趋向于1时，双向电感M趋向于(L₁.L₂)^1/2且di₁/dt 趋向于无穷大。

相同的表达式示出了该初始值和项1/(1–k²)成正比，即，其和变压器 9的弥散系数成反比。

对于其中转子旋转的情形的研究产生相同的结果(图4b)。

在这两种情形中，如果变压器9的耦合系数足够接近一个单位时，则第 一瞬时速度被第一电气时间常数τ_rapid(其表达式在上文中已经给出)所控 制，其可优选地比包括在现有技术中已知的电感元件5的电功率电路1的标 称电气时间常数τ低很多。

在该第一瞬时速度之后，第二瞬时速度被第二电气时间常数τ_slow(其表 达式已经在上文中给出)所控制，其和此前的速度不同，有优势地比标称电 气时间常数τ高得多。

在该第二瞬时速度中，在梯度di₁/dt在马达7的旋转的起动的作用下变 成负的之前，第一强度i₁(t)和第一瞬时速度的渐进水平差别很小，即，其 电流限制优势地被通过变压器9的副绕组10的副电阻R₂调节。

总电阻R₁的作用被限制为限定最终短路水平U₀/R₁，其和包括冲击线圈 5的电功率电路1的值U₀/R相同，但从未达到或甚至被接近，这是因为有旋 转电动力E(Ω)。

在根据本发明的用于限制浪涌电流的方法中(其包括在电功率电路1中 添加冲击线圈5)，浪涌电流的变动速度的初始值(t＝0时的di₁/dt)因此较现 有技术中已知的方法中的要高。

此外，限制浪涌电流独立于使用的变压器9的特征之外的状况实现，即， 特别地独立于马达7的旋转电磁力E(Ω)。

通过根据本发明的方法，浪涌电流的该限制不采取更高水平的存储磁能 的形式，更高水平的存储磁能将导致当电路断开时车载电气网络上显著过量 的电压的产生。

图5a和5b示出了图3中示出的理论图的两种实际应用。

在这两个应用中，电功率电路1包括电磁接触器12，其设计用于从车载 电池B+供应电力至电马达7。

在第一实施例中，变压器9的主绕组8(变压器9的副绕组10被短路) 串联地装配在电磁接触器12和马达7之间(图5a)。

在第二实施例中，变压器9的主绕组8串联地装配在车载电池B+和电 磁接触器12之间(图5b)。

在该情形中，电磁接触器12是具有简单功率触点13的常见起动器接触 器，且包括由吸引线圈和保持线圈形成的螺线管。车辆的起动器触点14的 闭合命令吸引线圈和保持线圈的激励以及根据顺序的马达7的激活，这对于 本领域技术人员是周知的，将不在此详述。

前述的浪涌电流的强初始尖峰在功率触点13闭合时产生，此时马达7 被以全功率供应。

初始尖峰被变压器9控制，其优选地制成电枢类型的变压器，具有磁性 地耦合的绕组。

不同的实施例使得能够根据在马达7的激活时刻在车载电器网络B+上 将要保持的电压范围优化主电感和副电感L_F、L₂，双向电感系数M，和副电 阻R₂。

通常，对于大小在300至1000安培量级的浪涌电流，变压器9的主电 感L_F在约0.1至10mH之间。

由变压器9构成的电流限制器是优势地制成为由诸如钢的磁性材料构成 的圆柱形壳体形式的部件，其包括主绕组8和副绕组10。

该壳体优选地固定在马达7的外壳上，在电磁接触器12附近，以构成 紧凑马达车辆起动器组件15。

将理解本发明不被简单地限制为上述的优选实施例。