一种用于D类功率放大器的反馈电路及电子设备

摘要

本发明公开了一种用于D类功率放大器的反馈电路及电子设备，涉及功率放大器技术领域，用以解决现有D类功率放大器的反馈电路设计复杂、成本高的问题。其中，反馈电路包括取样电路；取样电路的输入端与供电电源连接，输出端与波形发生器的输入端连接，波形发生器的输出端与比较器的第一输入端连接，信号发生器与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与功率放大电路的输入端连接，功率放大电路的输出端用于输出信号；其中，取样电路用于对供电电源输出的电压进行滤波和分压，滤波和分压后的电压调节波形发生器所产生波形的幅度。本发明提供的电路可用于采用D类功率放大器的电子设备中。

说明书

技术领域

本发明涉及功率放大器技术领域，尤其涉及一种用于D类功率放大器的反馈电路及电子设备。

背景技术

D类功率放大器(简称D类功放)是指D类音频功率放大器，如图1所示，D类功率放大器包括波形发生器101、比较器102、功率放大电路103、第一滤波电路104、供电电源105和信号发生器106，其中，供电电源105用于向功率放大电路103提供工作电压。

具体的，信号发生器106产生的音频输入信号U₁和波形发生器101输出信号U₂经过比较器102后输出脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，简称PWM)信号U₃，PWM信号U₃经过功率放大电路103的放大后输出放大后的PWM信号U₄，放大后的PWM信号U₄经过第一滤波电路104后得到音频输出信号U₀，示例的，上述各个信号的波形可以是如图2所示的波形。其中，音频输出信号U₀的功率取决于放大后的PWM信号U₄的占空比和功率放大电路103的供电电源105的幅值，所以在功率放大电路103的供电电源105波动时，由于比较器102之前输入的音频输入信号U₁和波形发生器101输出信号U₂不变，故比较器102输出的PWM信号U₃的占空比保持不变，经过放大后的PWM信号U₄的占空比也保持不变，但放大后的PWM信号U₄的幅值却随着功率放大电路103的供电电源105的波动而发生变化，最终导致音频输出信号U₀的输出功率发生变化，也即导致音频输出信号U₀失真，使得用户听到的声音忽大忽小，降低了用户体验。

为了解决这一问题，现有技术中通常采用的方法是在D类功率放大器中引入反馈电路，如图3所示，图3中虚线框内电路为现有技术中采用的反馈电路107，包括采样电路、第三滤波电路和累加器。该反馈电路通过对功率放大电路103输出的放大后的PWM信号U₄进行取样得到取样后的PWM信号U₅，对取样后PWM信号U₅进行滤波得到该取样后的PWM信号U₅的模拟信号U₆，再经过累加器将该模拟信号U₆与音频输入信号U₁进行累加，以调整音频输入信号U₁的幅度，再通过与波形发生器U₂的输出进行比较，进而使得比较器102输出的PWM信号U₃的占空比和功率放大电路103输出的放大的PWM信号U₄的占空比也随之发生改变，达到抑制功率放大电路103的供电电源105的波动对音频输出信号U₀的功率的影响，改善D类功率放大器的输出音质。该反馈电路中，第三滤波电路将取样后PWM信号U₅转化为模拟信号时，既需要滤除杂波，又需要对转化后的模拟信号的相位偏移进行校正，以便能够和音频输入信号进行叠加，因此需要通过复杂的参数设计才能实现，且该反馈电路中还引入了有源器件，如累加器，导致电路成本的增加。

发明内容

本发明的实施例提供一种用于D类功率放大器的反馈电路及电子设备，用以解决现有D类功率放大器的反馈电路设计复杂、成本高的问题。

为达到上述目的，本发明的实施例采用如下技术方案：

本发明实施例提供了一种用于D类功率放大器的反馈电路，所述D类功率放大器包括：波形发生器、信号发生器、比较器、功率放大电路和供电电源，所述反馈电路包括：取样电路；

所述取样电路的输入端与所述供电电源连接，输出端与所述波形发生器的输入端连接，所述波形发生器的输出端与所述比较器的第一输入端连接，所述信号发生器与所述比较器的第二输入端连接，所述比较器的输出端与所述功率放大电路的输入端连接，所述功率放大电路的输出端用于输出信号；其中，所述取样电路用于对所述供电电源输出的电压进行滤波和分压，滤波和分压后的电压调节所述波形发生器所产生波形的幅度，所述供电电源用于向所述功率放大电路提供工作电压。

可选的，所述D类功率放大器还包括：第一滤波电路；所述第一滤波电路的输入端与所述功率放大电路的输出端连接，所述第一滤波电路的输出端用于输出信号。

可选的，所述取样电路包括：第二滤波电路和分压电路；

所述第二滤波电路的输入端与所述供电电源连接，输出端与所述分压电路的输入端连接，所述分压电路的输出端与所述波形发生器的第一输入端连接；所述第二滤波电路用于对所述供电电源输出的电压进行滤波，所述分压电路用于对滤波后的电压进行分压。

可选的，所述第二滤波电路包括：第一电阻单元、电容单元；

所述第一电阻单元的第一端与所述供电电源连接，第二端与所述分压电路的输入端连接；所述电容单元的第一端与所述第一电阻单元的第二端连接，第二端与地连接。

可选的，所述分压电路包括：第二电阻单元、第三电阻单元；

所述第二电阻单元的第一端与所述第一电阻单元的第二端连接，第二端与所述波形发生器的第一输入端连接；所述第三电阻单元的第一端与所述第二电阻单元的第二端连接，第二端与地连接。

可选的，所述供电电源输出的电压与所述波形发生器所产生波形的幅度正相关。

可选的，所述波形发生器为三角波发生器或者锯齿波发生器。

本发明实施例提供了一种电子设备，包括D类功率放大器和上述所述的任一项用于D类功率放大器的反馈电路。

本发明实施例提供的一种用于D类功率放大器的反馈电路及电子设备，其中，D类功率放大器包括波形发生器、信号发生器、比较器、功率放大电路和供电电源，反馈电路包括取样电路；具体的，取样电路的输入端与供电电源连接，输出端与波形发生器的输入端连接，波形发生器的输出端与比较器的第一输入端连接，信号发生器与比较器的第二输入端连接，比较器的输出端与功率放大电路的输入端连接，功率放大电路的输出端用于输出信号。其中，取样电路用于对供电电源输出的电压进行滤波和分压，滤波和分压后的电压调节波形发生器所产生波形的幅度；由于对波形发生器所产生波形的幅度进行了调节，该经过幅度调节后的波形与信号发生器产生的输出信号经过比较器后，可以校正比较器输出的PWM信号的占空比，进而校正功率放大电路输出的PWM信号的占空比。通过幅度与占空比的调节，使得最终输出的音频信号保持稳定的功率，避免了因供电电源的波动而导致的输出音质变差的问题。与现有技术相比，本发明实施例所提供的反馈电路为对供电电源所产生的直流信号进行滤波，以滤除该直流信号的波动，而现有技术中反馈电路的滤波电路将PWM信号转化为模拟信号时，既需要滤除杂波，又需要对转化后的模拟信号的相位偏移进行校正，以便能够和音频输入信号进行叠加，因此现有技术中反馈电路的滤波电路需要通过复杂的设计才能实现。而本发明实施例提供的反馈电路设计简单，无需复杂的滤波电路，也无需添加有源器件，有效降低反馈电路的设计复杂度，节约电路成本，解决现有D类功率放大器的反馈电路设计复杂、成本高的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的一种D类功率放大器的基本电路结构示意图；

图2为现有技术提供的一种D类功率放大器的信号波形示意图；

图3为现有技术提供的一种引入反馈电路的D类功率放大器的示意图；

图4为本发明实施例提供的一种用于D类功率放大器的反馈电路示意图；

图5为本发明实施例提供的另一种用于D类功率放大器的反馈电路示意图；

图6为本发明实施例提供的另一种用于D类功率放大器的反馈电路示意图；

图7为本发明实施例提供的另一种引入反馈电路的D类功率放大器的示意图；

图8为本发明实施例提供的一种具体的用于D类功率放大器的锯齿波发生器和取样电路的结构示意图；

图9为本发明实施例提供的锯齿波发生器的输出电压变化情况示意图；

图10为本发明实施例提供的采用图8所示的锯齿波发生器和取样电路的D类功率放大器的输出波形调节情况示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

首先需要说明的是，本发明实施例针对的D类功率放大器包括波形发生器101、比较器102、功率放大电路103、供电电源105和信号发生器106，对于上述各个器件的功能可以参考图1中与之相对应的器件。本发明针对上述D类功率放大器提供了一种反馈电路，如图4所示，该反馈电路包括取样电路202。

其中，所述取样电路202的输入端与所述供电电源105连接，输出端与所述波形发生器101的输入端连接，所述波形发生器101的输出端与所述比较器102的第一输入端连接，所述信号发生器106与所述比较器102的第二输入端连接，所述比较器102的输出端与所述功率放大电路103的输入端连接，所述功率放大电路103的输出端用于输出信号；其中，所述取样电路202用于对所述供电电源105输出的电压进行滤波和分压，滤波和分压后的电压调节所述波形发生器101所产生波形的幅度，所述供电电源105用于向所述功率放大电路103提供工作电压。

其中，信号发生器106输出的信号U₁和波形发生器101产生的信号U₂，经过比较器102之后输出PWM信号U₃，PWM信号U₃经过功率放大电路103的放大后输出放大后的PWM信号U₄；波形发生器101可以为三角波发生器或者锯齿波发生器。

可选的，如图5所示，所述D类功率放大器还包括：第一滤波电路104；所述第一滤波电路104的输入端与所述功率放大电路103的输出端连接，所述第一滤波电路104的输出端用于输出信号。

结合图4所示，图5中的第一滤波电路104对功率放大电路103输出的放大后的PWM信号U₄进行滤波后，得到输出信号U₀。当然，对于通过其他方式，对功率放大电路103输出的放大后的PWM信号U₄进行处理得到输出信号U₀的方法都属于本发明实施例所要保护的范围。

可选的，如图6所示，所述取样电路202包括：第二滤波电路203和分压电路204。

所述第二滤波电路203的输入端与所述供电电源105连接，输出端与所述分压电路204的输入端连接，所述分压电路204的输出端与所述波形发生器101的第一输入端连接；所述第二滤波电路203用于对所述供电电源105输出的电压进行滤波，所述分压电路204用于对滤波后的电压进行分压。

如图6所示，所述第二滤波电路203包括：第一电阻单元301、电容单元302；所述分压电路204包括：第二电阻单元303、第三电阻单元304。

具体的，所述第一电阻单元301的第一端与所述供电电源105连接，第二端与所述第二电阻单元303的第一端连接；所述电容单元302的第一端与所述第一电阻单元301的第二端连接，第二端与地连接。所述第二电阻单元303的第二端与所述波形发生器101的第一输入端连接；所述第三电阻单元304的第一端与所述第二电阻单元303的第二端连接，第二端与地连接。

其中，第二滤波电路203除了采用上述包含第一电阻单元301和电容单元302的RC滤波器外，还可以采用LC滤波器等其他类型的滤波器，本发明对滤波器的具体类型不做限定，只要是能起到滤波作用即可。

可选的，所述供电电源105输出的电压与所述波形发生器101所产生波形的幅度正相关。

也就是说，当供电电源105输出的电压变大时，波形发生器101所产生的波形的幅度也随之变大；当供电电源105输出的电压变小时，波形发生器101所产生的波形的幅度也随之变小。

需要说明的是，供电电源105还可以为所述D类功率放大器中的所有的有源器件提供工作电压。

本发明实施例提供的用于D类功率放大器的反馈电路中，取样电路通过对供电电源输出的电压进行滤波和分压，滤波和分压后的电压输入到波形发生器的输入端，调节调节波形发生器所产生波形的幅度；由于对波形发生器所产生波形的幅度进行了调节，该经过幅度调节后的波形与信号发生器产生的输出信号经过比较器后，可以校正比较器输出的PWM信号的占空比，进而校正功率放大电路输出的PWM信号的占空比。通过幅度与占空比的调节，使得最终输出的音频信号保持稳定的功率，避免了因供电电源的波动而导致的输出音质变差的问题。与现有技术相比，本发明实施例所提供的反馈电路为对供电电源所产生的直流信号进行滤波，以滤除该直流信号的波动，而现有技术中反馈电路的滤波电路将PWM信号转化为模拟信号时，既需要滤除杂波，又需要对转化后的模拟信号的相位偏移进行校正，以便能够和音频输入信号进行叠加，因此现有技术中反馈电路的滤波电路需要通过复杂的设计才能实现。而本发明实施例提供的反馈电路设计简单，无需复杂的滤波电路，也无需添加有源器件，有效降低反馈电路的设计复杂度，节约电路成本，解决现有D类功率放大器的反馈电路设计复杂、成本高的问题。

下面以图7所示的一种用于D类功率放大器的反馈电路为例，对如何调节D类功率放大器音频信号的输出功率进行详细说明。其中，图5所示的第一滤波电路104可以是图7所示的低通滤波电路107，图1所示的波形发生器101可以为图7所示的锯齿波发生器100，图7所示电路中取样电路202和锯齿波发生器100的具体电路结构如图8所示。具体的，该锯齿波发生器100包含两个运算放大器T1和T2，三个电阻R1、R2和R3，以及一个电容C1；本发明实施例所述取样电路中，以滤波电路203是RC滤波器为例进行说明。在该RC滤波器中，第一电阻单元301包含一个电阻R4、电容单元302包含一个电容C2，在所述分压电路204中，第二电阻单元303包含一个电阻R5，第三电阻单元304包含一个电阻R6，图7和图8中所示的VCC表示供电电源105，Vref表示取样电路的输出电压，Vo表示运算放大器T1的输出电压，运算放大器T1的最大输出电压和最小输出电压分别为VoH和VoL，Vout表示运算放大器T2的输出电压，也即锯齿波发生器100的输出电压，运算放大器T2的最大输出电压和最小输出电压分别为VoutH和VoutL。

在图7所示的电路中，a表示音频输入信号，b表示锯齿波发生器100的输入信号，c表示比较器102的输出信号，d表示功率放大电路103的输出信号，e表示低通滤波电路107的输出信号。其中，音频输入信号a的波形为正弦信号，比较器102和功率放大电路103的输出信号c和d的波形为PWM信号，低通滤波电路107的输出信号e的波形为正弦信号。

在图8所示的电路中，锯齿波发生器100的输出电压Vout取决于运算放大器T1反相端的输入电压Vref，由运算放大器的特性可知，当运算放大器T1的同相输入端与反相输入端的电压值相等时，运算放大器T2的输出可以达到其最大值VoutH或最小值VoutL。具体的，可分为以下两种情况。

情况一、当运算放大器T1的输出为高电平时，不断给C1充电，此时运算放大器T2的输出电压降低到最低点，运算放大器T1的同相输入端和反相输入端的输入电压相等，即：

$>\mathrm{Vref}=\mathrm{VoutL}\frac{R2}{R2+R3}+\mathrm{VoH}\frac{R3}{R2+R3}$> (公式1)

情况二、当运算放大器T1的输出为低电平时，不断给C1放电，此时运算放大器T2的输出电压升高到最高点时，运算放大器T1的同相输入端和反相输入端的输入电压相等，即：

$>\mathrm{Vref}=\mathrm{VoutH}\frac{R2}{R2+R3}+\mathrm{VoL}\frac{R3}{R2+R3}$> (公式2)

对公式1和公式2进行整理可得：

$>\mathrm{VoutH}=\frac{R2+R3}{R2}\mathrm{Vref}-\frac{R3}{R2}\mathrm{VoL}$> (公式3)

$>\mathrm{VoutL}=\frac{R2+R3}{R2}\mathrm{Vref}-\frac{R3}{R2}\mathrm{VoH}$> (公式4)

在公式3和公式4中，电阻R2、电阻R3的阻值是确定的，运算放大器T1的最大输出电压和最小输出电压VoH和VoL也是确定的，所以只要运算放大器T1反相端的输入电压Vref发生变化，运算放大器T2的输出电压就会发生变化。具体的，由公式3和公式4可知，当Vref变大时，VoutH和VoutL也随之变大；当Vref变小时，VoutH和VoutL也随之变小，也就是说，锯齿波发生器的输出电压与供电电源的电压呈正相关的关系。这样，如果供电电源的电压发生波动，那么锯齿波发生器的输出电压的幅度就会随之而发生变化。

示例的，为了方便理解，以供电电源波动时电压变大，即Vref变大为例，图9示出了锯齿波发生器100的输出电压的幅度变化情况。其中，实线所示的锯齿波为Vref未变大时锯齿波发生器100的输出波形，其幅度的最大值为A，虚线所示的锯齿波为Vref变大后锯齿波发生器100的输出波形，其幅度随着Vref的增大而增大，增大后幅度的最大值为A’。

参考图10所示的波形图，对本发明实施例提供的取样电路在供电电源发生波动时是如何调节功率放大电路103的输出的进行说明。在图10中，波形1表示经过取样电路202调整后的锯齿波发生器100的输出波形，波形2表示未经过取样电路202调整的锯齿波发生器100的输出波形，波形3表示音频输入信号a的波形，波形4表示比较器102的输出信号c的波形，波形5表示功率放大电路103的输出信号d的波形。

具体的，参考图7所示的D类功率放大器的反馈电路和图10所示的波形图，以供电电源VCC发生波动时电压变大为例进行说明。若VCC电压变大，则取样电路取样到的电压Vref也变大，也即运算放大器T1反相端的输入信号Vref变大，由公式3和公式4可知，当Vref变大后，运算放大器T2的输出电压变大，也即锯齿波发生器的输出电压变大。从图10可以看出，其波形由波形2变为波形1，锯齿波的幅度变大了，音频输入信号a和变大后的锯齿波输入信号b经过比较器后，输出的PWM信号c的占空比随之变小，故功率放大电路输出的PWM信号d的幅值虽然随着供电电源电压的变大而变大，但其占空比却随着PWM信号c的占空比的变小而变小。这样，功率放大电路输出的PWM信号d虽然幅值变大了，其占空比却变小了，两者对音频输出信号的功率产生的影响相互抵消，达到负反馈的效果，最终使得音频输出信号e的功率不会随着供电电源电压的变大而发生太大变化，稳定了其输出功率，保证了音频输出信号的质量。

同理，当供电电源VCC发生波动时电压变小时，取样电路取样到的电压Vref也变小，也即运算放大器T1反相端的输入信号Vref变小。由公式3和公式4可知，当Vref变小后，运算放大器T2的输出电压变小，也即锯齿波发生器的输出电压的幅度变小。音频输入信号a和变小后的锯齿波输入信号b经过比较器后，输出的PWM信号c的占空比随之变大，故功率放大电路输出的PWM信号d的幅值虽然随着供电电源电压的变小而变小，但其占空比却随着PWM信号c的占空比的变大而变大。这样，功率放大电路输出的PWM信号d虽然幅值变小了，其占空比却变大了，两者对音频输出信号的功率产生的影响相互抵消，达到负反馈的效果，最终使得音频输出信号e的功率不会随着供电电源电压的变小而发生太大变化，稳定了其输出功率，保证了音频输出信号的质量。

图7所示的用于D类功率放大器的反馈电路，取样电路通过对供电电源输出的电压进行滤波和分压，滤波和分压后的电压输入到波形发生器的输入端，调节调节波形发生器所产生波形的幅度；由于对波形发生器所产生波形的幅度进行了调节，该经过幅度调节后的波形与信号发生器产生的输出信号经过比较器后，可以校正比较器输出的PWM信号的占空比，进而校正功率放大电路输出的PWM信号的占空比。通过幅度与占空比的调节，使得最终输出的音频信号保持稳定的功率，避免了因供电电源的波动而导致的输出音质变差的问题。与现有技术相比，本发明实施例所提供的反馈电路为对供电电源所产生的直流信号进行滤波，以滤除该直流信号的波动，而现有技术中反馈电路的滤波电路将PWM信号转化为模拟信号时，既需要滤除杂波，又需要对转化后的模拟信号的相位偏移进行校正，以便能够和音频输入信号进行叠加，因此现有技术中反馈电路的滤波电路需要通过复杂的设计才能实现。而本发明实施例提供的反馈电路设计简单，无需复杂的滤波电路，也无需添加有源器件，有效降低反馈电路的设计复杂度，节约电路成本，解决现有D类功率放大器的反馈电路设计复杂、成本高的问题。

本发明实施例提供了一种电子设备，包括D类功率放大器和上述任一项所述的用于D类功率放大器的反馈电路。

需要注意是以上各个电阻单元、电容单元可以为一个或多个器件的组合实现，即上述任一电阻单元可以包括至少一个电阻，当上述任一电阻单元中包含至少两个电阻时，所述电阻单元内的电阻可以并联的，也可以是串联的，且所述电阻的大小可以是固定的，也可以是变化的；上述电容单元可以包括至少一个电容，当上述电容单元中包含至少两个电容时，所述电容单元内的电容可以是并联的，也可以是串联的，且所述电容的大小可以是固定的，也可以是变化的

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。