一阶恒流模式充电电路及恒流-恒压模式可切换充电电路

摘要

本发明提供一种恒流模式充电电路，包括：电流积分比较器，对储能电感输出的电流进行周期性采样，将采样电流和参考电流进行比较获得两者的差值；第一接地电容，连接电流积分比较器的输出端，用于将采样电流和参考电流的差值通过电容积分变成误差电压；第一运算放大器以及电流控制回路，接收放大处理后的误差电压信号并将电流控制回路所包含的储能电感的电流发送给电流积分比较器。本发明还提供一种恒流-恒压模式可切换充电电路，其包含：模式选择电路，分别接收恒流模式充电电路的第一运算放大器的输出电压信号和恒压模式充电电路的第二运算放大器的输出电压信号，用于选择工作在恒流模式还是恒压模式的模式选择电路。

说明书

技术领域

本发明涉及开关式充电器(Switching charger)技术领域，尤其涉及一种 恒流模式充电电路及恒流-恒压模式可切换充电电路。

背景技术

开关式充电电路已经广泛地应用于电子产品中，比如笔记本电脑、移动 电话、寻呼机、PDA等。传统的开关式充电的恒流模式(CC mode)充电电 路多采用降压型(Buck)DC-DC的基本结构。参看图1，现有的降压型 (Buck)DC-DC结构包括RS触发器、脉宽调制驱动与开关、储能电感等元 件外，其在输出的负载上加入电流采样(sense)单元(即图1中空心圆圈表 示电流采样)，通过负反馈环路(即图1电路)确保输出电流恒定。

如果假设降压型(Buck)DC-DC结构的电感峰值电流控制回路(图中虚 线所示)闭环增益(closed loop gain of inductor peak current control loop)为 1/R_i，对图1进行简化的电路框图如图2所示。

根据负反馈的原理可以获得以下公式：

V_out(s)＝V_refH(s)  (1),其中H(s)是整个系统的闭环传输函数(Close loop  TF)，V_out(S)是所述系统的输出电压，V_ref是所述系统的参考电压。

由此可获得：I_out(s)＝V_out(s)/R_load＝V_refH(s)/R_load＝I_refR_refH(s)/R_load  (2)，其 中I_out(S)是所述开关式充电电路的输出电流，R_load是所述开关式充电电路的 等效负载电阻，I_ref是所述开关式充电电路的参考电流，R_ref是所述开关式充 电电路的参考负载电阻。

由上述公式(2)可知，I_out(s)和V_out(s)具有相同的零极点分布,所以所述 开关式充电电路在恒流模式下充电电路的开环传输函数和降压型DC-DC结 构的开环传输函数有相同的零极点分布，即在单元增益带宽(Unit gain  bandwidth)内部有三个极点和两个零点，而多极点和零点系统(即高阶系 统)通常都比较难设计补偿电路。

因此，使用现有的恒流模式充电电路的开关式充电电路和电流模式控制 (CPM)的降压型DC-DC结构具有相同的零/极点分布，造成环路补偿电路很 复杂，初始的电路响应是非线性响应而必须采用软启动电路(soft start up  circuits)防止初始响应时的大电流出现。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种一阶恒流模式充电电路，其环路补偿电路非 常简单，电路的初始响应很平稳而无需软启动电路防止初始响应时大电流出 现。

本发明还提供一种恒流-恒压模式可切换充电电路，其实现了恒流模式 到恒压模式的平滑过渡。

本发明提供一种一阶恒流模式充电电路，包括：

电流积分比较器，对储能电感输出的电流进行周期性采样，将采样电流 和参考电流进行比较，并获得两者的差值；

第一接地电容，连接所述电流积分比较器的输出端，用于将所述采样电 流和参考电流的差值通过电容积分变成放大的误差电压；

所述电流积分比较器和所述第一接地电容构成电流积分器，为所述恒流 模式充电电路提供增益和一个极点；

第一运算放大器，正输入端分别连接所述电流积分比较器及第一接地电 容，输出端连接其负输入端；

电流控制回路，接收所述第一运算放大器的输出信号并将所述电流控制 回路所包含的储能电感的电流发送给所述电流积分比较器。

进一步，本发明所述电流积分比较器包括：第一开关、第二开关、第三 开关，所述第一开关一端连接所述参考电流，另一端连接并联的第二开关、 第三开关和第一接地电容，所述第二开关的另一端所述采样电流后接地，所 述第三开关的另一端连接所述参考电流后接地，所述第二开关在所述电流积 分比较器的控制信号是高电平时闭合，所述第三开关在所述电流积分比较器 的控制信号是低电平时闭合，所述第一开关闭合的时间是第二开关和第三开 关闭合的时间。

进一步，本发明所述电流控制回路的输出端还连接一接地的第一电阻 R_LD，所述第一电阻R_LD代表充电时输出端的负载。

进一步，本发明所述电流控制回路的输出端还连接一第二电阻R_S1，所 述第二电阻R_S1还串联一第二接地电容C_L1，所述串联的第二电阻R_S1和第二 接地电容C_L1代表输出端实际应用的电解电容等效电路。

本发明还提供一种恒流-恒压模式可切换充电电路，恒流模式充电电路 和恒压模式充电电路，还包括：

模式选择电路，分别接收所述恒流模式充电电路的第一运算放大器的输 出电压信号和所述恒压模式充电电路的第二运算放大器的输出电压信号，用 于选择工作在恒流模式还是恒压模式的模式选择电路，

所述一阶恒流模式充电电路包括：

电流积分比较器，对储能电感输出的电流进行周期性采样，将采样电流 和参考电流进行比较，并获得两者的差值；

第一接地电容，连接所述电流积分比较器的输出端，用于将所述采样电 流和参考电流的差值通过电容积分变成放大的误差电压；

所述电流积分比较器和所述第一接地电容构成电流积分器，为所述恒流 模式充电电路提供增益和一个极点；

第一运算放大器，正输入端分别连接所述电流积分比较器及第一接地电 容，输出端连接其负输入端；

电流控制回路，接收所述第一运算放大器的输出信号并将所述电流控制 回路所包含的储能电感的电流发送给所述电流积分比较器。

进一步，本发明所述电流积分比较器包括：第一开关、第二开关、第三 开关，所述第一开关一端连接所述参考电流，另一端连接并联的第二开关、 第三开关和第一接地电容，所述第二开关的另一端所述采样电流后接地，所 述第三开关的另一端连接所述参考电流后接地，所述第二开关在所述电流积 分比较器的控制信号是高电平时闭合，所述第三开关在所述电流积分比较器 的控制信号是低电平时闭合，所述第一开关闭合的时间是第二开关和第三开 关闭合的时间。

进一步，本发明所述电流控制回路的输出端还连接一接地的第一电阻 R_LD，所述第一电阻R_LD代表充电时输出端的负载。

进一步，本发明所述电流控制回路的输出端还连接一第二电阻R_S1，所 述第二电阻R_S1还串联一第二接地电容C_L1，所述串联的第二电阻R_S1和第二 接地电容C_L1代表输出端实际应用的电解电容等效电路。

进一步，本发明所述模式选择电路包括两个开关场效应管，所述第一开 关场效应管的栅极连接恒流模式充电电路的第一运算放大器的输出电压信 号，所述第二开关场效应管的栅极连接恒压模式充电电路的第二运算放大器 的输出电压信号，所述第一开关场效应管和所述第二开关场效应管的源极均 连接所述参考电流和输出信号V，所述第一开关场效应管和所述第二开关场 效应管的漏极分别接地。

进一步，本发明所述恒压模式充电电路中第二运算放大器的输出端还连 接一接地的第三电阻；

所述恒压模式充电电路中第二运算放大器的输出端还连接一第四电阻， 所述第四电阻还串联一第三接地电容，所述第三电阻、第四电阻和第三接地 电容是恒压充电线路的环路补偿网络。

由以上技术方案可见，本发明在恒流模式充电电路中的采用周期采样的 电流积分比较器，使恒流模式变成一阶负反馈控制系统，而完全不同于传统 的双极点单零点或三极点双零点负反馈控制系统。并且，本发明实现了恒流 模式充电电路到恒压模式充电电路的平滑过渡。由于恒流模式的电路简化成 一阶负反馈控制系统，环路补偿非常简单，电路的初始响应很平稳而无需软 启动电路防止初始响应时大电流出现。并且恒流模式充电电路和恒压模式充 电电路共用内部的电流采样电路，而不需要和传统方式一样外接电流采样电 阻。

附图说明

图1是现有技术中的恒流模式充电电路连接方框图；

图2是图1简化的电路连接方框图；

图3是本发明恒流模式充电电路一阶控制模型连接方框图；

图4储能电感电流的时钟曲线示意图；

图5是本发明恒流模式充电电路中电流积分比较器的电路图；

图6是本发明恒流-恒压模式可切换充电电路连接方框图；

图7是本发明恒流-恒压模式可切换充电电路中模式切换模块的电路 图。

具体实施方式

本发明在恒流模式充电电路中的采用周期采样的电流积分比较器，使恒 流模式变成一阶负反馈控制系统，而完全不同于传统的双极点单零点或三极 点双零点负反馈控制系统。并且，本发明实现了恒流模式充电电路到恒压模 式充电电路的平滑过渡。由于恒流模式的电路简化成一阶负反馈控制系统， 环路补偿非常简单，电路的初始响应很平稳而无需软启动电路防止初始响应 时大电流出现。并且恒流模式充电电路和恒压模式充电电路共用内部的电流 采样电路，而不需要和传统方式一样外接电流采样电阻。

下面结合本发明附图进一步说明本发明具体实现。

参见图3，一种一阶恒流模式充电电路3，包括：

电流积分比较器301，对储能电感输出的电流进行周期性采样，将采样 电流和参考电流进行比较，并获得两者的差值。

第一接地电容302，连接所述电流积分比较器301的输出端，用于将所 述采样电流和参考电流的差值通过电容积分变成放大的误差电压。

所述电流积分比较器301和所述第一接地电容302构成电流积分器，为 所述恒流模式充电电路提供增益和一个极点，即使整个恒流充电电路3成为 一阶负反馈系统。

第一运算放大器303，正输入端分别连接所述电流积分比较器301及第 一接地电容302，输出端连接其负输入端。该第一运算放大器303的连接成 为一增益为1的缓冲器(buffer)，用于提高电流积分比较器301的输出能力， 及隔离电流积分比较器301和电流控制回路303，减少相互间的干扰。

电流控制回路304，接收所述放大处理后的误差电压信号并将所述电流 控制回路所包含的储能电感的电流发送给所述电流积分比较器。

本发明在恒流模式充电电路中的采用周期采样的电流积分比较器，此电 流积分器为整个恒流充电回路提供增益和一个极点，使恒流模式变成一阶负 反馈控制系统，而完全不同于传统的双极点单零点或三极点双零点负反馈控 制系统。由于恒流模式的电路简化成一阶负反馈控制系统，环路补偿非常简 单，电路的初始响应很平稳而无需软启动电路防止初始响应时大电流出现。

参看图4，恒流模式充电电路中储能电感的电流的平均值可表示成下面 的公式(3)所示。图4中黑色曲线为RAMP模块产生的补偿电流，灰色曲 线为实际的电感上的电流。由于储能电感电流在所述电流积分比较器的控 制信号是高电平(Duty on)时和所述电流积分比较器的控制信号是低电平 (Duty off)时的斜率是互相关联的，于是储能电感电流的平均值，储能电感 电流在所述电流积分比较器的控制信号是高电平时的平均值，及储能电感电 流在所述电流积分比较器的控制信号是低电平时的平均值三者是相同的；所 以如果能确定在所述电流积分比较器的控制信号是高电平时的储能电感电 流，就能确定储能电感电流的平均值。通常在恒流模式充电电路中对高端功 率开关(high side power switch)一般都有电流采样电路，即所述电流积分 比较器的控制信号是高电平时的储能电感电流很容易知道。公式(3)表示储 能电感的平均电流和实际电感电流波形及RAMP模块的补偿电流间的关 系。如果对公式(3)的两边同乘dTs/C，该等式仍然成立即为公式(4)， 公式(4)在电路上表示为在dTs时间里用电流I_avg对第一接地电容进行积 分。因为电路实现时只能确定所述电流积分比较器的控制信号是高电平时的 储能电感电流，而根据上面的分析，只要在所述电流积分比较器的控制信号 是高电平时使电感电流的均值等于参考电流，那么在整个PWM周期上就能 使电感电流的均值等于参考电流。

$I_{\mathrm{avg}}=I_c-M_{c}d{T}_s-\frac{1}{2}{M}_{1}d{T}_s---\left(3\right)$

$I_{\mathrm{avg}}\frac{d{T}_s}{C}=(I_c-M_{c}d{T}_s-\frac{1}{2}{M}_{1}d{T}_s)\frac{d{T}_s}{C}=\mathrm{\Delta V}---\left(4\right)$

其中，I_avg表示储能电感的电流的平均值，I_c表示RAMP模块的电流的 初始值，M_c表示RAMP模块的电流的斜率，M₁表示储能电感电流在所述电 流积分比较器的控制信号是高电平(Duty on)时的斜率，d表示PWM的控 制信号的占空比，T_s表示PWM的控制信号的频率。C表示第一接地电容的 电容值。

具体地，参看图5，本发明所述电流积分比较器301包括：第一开关 (MOSFET switch)SW1、第二开关(MOSFET switch)SW2、第三开关 (MOSFETswitch)SW3，所述第一开关SW1一端连接所述参考电流，另一 端连接并联的第二开关SW2、第三开关3013和第一接地电容302，所述第二 开关SW2的另一端所述采样电流后接地，所述第三开关SW3的另一端连接 所述参考电流后接地，所述第二开关SW2在所述电流积分比较器的控制信 号是高电平时闭合，所述第三开关SW3在所述电流积分比较器的控制信号 是低电平时闭合，所述第一开关SW1闭合的时间是第二开关SW2和第三开 关SW3闭合的时间。

参见图3，所述电流控制回路的输出端还连接一接地的第一电阻R_LD。 此电阻代表充电时输出端的等效负载

所述电流控制回路的输出端还连接一第二电阻R_S1，所述第二电阻R_S1还串联一第二接地电容C_L1。此电阻电容代表输出端电解电容的等效电路

参见图6，本发明还提供一种恒流-恒压模式可切换充电电路，恒流模式 充电电路和恒压模式充电电路601，还包括：

模式选择电路602，分别接收所述恒流模式充电电路的第一运算放大器 的输出电压信号和所述恒压模式充电电路601的第二运算放大器的输出电压 信号，用于选择工作在恒流模式还是恒压模式的模式选择电路，

所述一阶恒流模式充电电路包括：

电流积分比较器，对储能电感输出的电流进行周期性采样，将采样电流 和参考电流进行比较，并获得两者的差值。第一接地电容，连接所述电流积 分比较器的输出端，用于将所述采样电流和参考电流的差值通过电容积分变 成误差电压。

所述电流积分比较器和所述第一接地电容构成电流积分器，为所述恒流 模式充电电路提供增益和一个极点，即使整个恒流充电电路3成为一阶负反 馈系统。

第一运算放大器，正输入端分别连接所述电流积分比较器及第一接地电 容，输出端连接其负输入端。该第一运算放大器的连接成为一增益为1的缓 冲器(buffer)，用于提高电流积分比较器的输出能力，及隔离电流积分比较 器和电流控制回路，减少相互间的干扰。

电流控制回路，连接所述模式选择电路602的输出端并将所述电流控制 回路所包含的储能电感的电流发送给所述电流积分比较器。

参看图7，所述模式选择电路602包括两个开关场效应管，所述第一开 关场效应管6021的栅极连接恒流模式充电电路的第一运算放大器的输出电 压信号，所述第二开关场效应管6022的栅极连接恒压模式充电电路的第二 运算放大器的输出电压信号，所述第一开关场效应管6021和所述第二开关 场效应管6022的源极均连接所述参考电流和输出信号V，所述第一开关场 效应管6021和所述第二开关场效应管6022的漏极分别接地。

所述模式选择电路602分别连接是所述恒流模式充电电路的第一运算放 大器的输出电压信号(CC_EA)和所述恒压模式充电电路601的第二运算放 大器的输出电压信号(CV_EA)。而第一运算放大器和第二运算放大器的增 益通常都是1000倍以上，所以当采样电流I_{L_s}小于参考电流I_ref时所述恒流 模式充电电路的第一运算放大器的输出电压信号等于电源电压V_DD，所述恒 流模式充电电路被断开；当充电电路的输出电压V_out小于参考电压V_ref时所 述恒压模式充电电路601的第二运算放大器的输出电压信号也等于电源电压 V_DD，所述恒压模式充电电路601被断开。根据电池充电的特性，其会处于 表一的状态。

表一

因为恒流模式充电电路/恒压模式充电电路两个环路都能设计成稳定的 系统,所以在恒流模式充电电路/恒压模式充电电路切换的临界状态，尽管 两个环路同时工作，两个稳定系统的叠加仍然是稳定系统。

进一步，本发明所述恒压模式充电电路中第二运算放大器的输出端还连 接一接地的第三电阻；

所述恒压模式充电电路中第二运算放大器的输出端还连接一第四电阻， 所述第四电阻还串联一第三接地电容。这些是恒压充电电路的环路补偿电 路。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本 发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在 本发明保护的范围之内。