车载用降压开关电源、车载用电子控制装置、以及怠速停止系统

摘要

本发明即使在输入电压降低时，也既抑制有害频带的噪声，又得到稳定的输出。本发明的车载用降压开关电源，具备开关频率控制单元，所述开关频率控制单元具备：开关频率范围设定部，其使开关频率在fa至fb之间进行变化；和开关频率路径设定部，其途经所述fa与所述fb的中间的频率fc，且跳过位于所述fa与所述fb之间的fd至fe的频带。

说明书

技术领域

本发明涉及一种车载用降压开关电源、搭载车载用降压开关电源的车 载用电子控制装置、以及搭载车载用电子控制装置的怠速停止系统。

背景技术

在普通的车载用降压开关电源中，对向主开关的栅极输入的PWM信 号的占空比(D：开关周期(T)与接通期间(T_on)的比(D＝T_on/T)) 进行控制来调整降压比。D由输入电压(V_in)与输出电压(V_out)的比 V_out/V_in决定，因此若V_in降低并接近于V_out，则D接近于100％。然 而，由于开关元件的最小接通/断开过渡时间的制约、因自举电路 (bootstrap circuit)而引起的确保主开关的栅极驱动电压的制约，因而无 法将主开关元件的接通/断开期间设置为零，因此D存在例如5～95％等 的占空比容许幅度。若D超过容许幅度，则开关电源变得无法执行正常的 动作。作为解决该问题的方法提出了例如专利文献1中记载的方法。专利 文献1所记载的方法，通过根据在用于生成MOSFET的栅极驱动电压的 自举电路中产生的电压而使MOSFET的开关频率(F-sw)改变，从而能 够稳定地使开关元件驱动。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10-56776号公报

发明内容

发明要解决的技术课题

车载用电子设备中，为了防止因设备自身产生的电磁噪声而引起的其 他电子设备的误动作、或因电磁噪声入射至无线电接收天线而产生的听觉 杂音，因而设置电磁噪声的限制。根据该限制，在通信或无线电中使用的 频带(FB-com)中，与其他频带(FB-rest)相比，设置了更严格的限 制值。

在如专利文献1那样与自举电压(bootstrap voltage)成比例地对F-sw 进行控制的情况下，F-sw能取稳态驱动时的开关频率(F-sw1)以下的所 有频率。即，在对存在于比某个通信频带FB-com1高的频带的FB-rest 设定了F-sw1的情况下，随着自举电压的降低，F-sw能取FB-com1的频 率。因此，有可能无法实现电磁噪声的限制。

另外，由于在降压电源的输出上连接微机等的由低电压进行驱动的负 载，因此要求稳定的输出电压。作为降压电源的输出电压变动的主要原因， 能列举主线圈的电流波动而引起的电压波动(ΔV_out)。由于ΔV_out是以F-sw 以及V_in为变量而决定的值，因此如果不考虑V_in来控制F-sw，则会成为 过大的ΔV_out，输出变得不稳定。如专利文献1所示那样，根据对自举电 压进行监视来控制F-sw的方法，难以始终得到稳定的输出。作为用于降 低ΔV_out来得到稳定的输出的对策，可以考虑增加主线圈的电感的方法、 减小输出电容器的ESR(等效串联电阻)的方法等，但任一种方法都会伴 随安装面积的增加、成本增加。

本发明的目的在于，为了解决这样的课题，而提供一种车载用降压电 源，即使在从电池等车载电源供给的输入电压V_in降低了的情况下，即， 即使在高占空比时，也能够既抑制线圈、电容器的电容，又抑制对通信等 有害的频率的噪声，且得到稳定的输出。

用于解决课题的技术手段

用于解决上述课题的本发明的车载用降压开关电源，具备：第一开关 元件，其用于对输入电压向输出侧的导通以及不导通进行切换；开关频率 控制电路，其输出所述第一开关元件进行切换动作的开关频率；和整流单 元，其在所述第一开关元件为不导通时，进行整流动作使得在输出侧的路 径生成循环电流，所述车载用降压开关电源的特征在于，所述开关频率控 制电路具备：开关频率范围设定部，其使所述开关频率在fa至fb之间进 行变化；和开关频率路径设定部，其根据所述输入电压使所述开关频率进 行变化，且将所述开关频率设定为途经位于fa与fb之间的频率fc、并跳 过位于fa与fb之间的fd至fe为止的频带。

发明效果

根据本发明，即使在输入电压降低时，也能实现稳定的降压开关动作， 而且能够对电磁噪声进行抑制。

附图说明

图1是表示第一实施方式的车载用降压开关装置的图。

图2是表示第一实施方式的开关频率以及输出电压波动的输入电压依 赖性的图。

图3是表示第二实施方式的开关频率以及输出电压波动的输入电压依 赖性的图。

图4是表示第三实施方式的安装结构的图。

具体实施方式

在车载用降压开关电源中，根据其动作会产生因在输入侧的正极与负 极之间产生的电压波动以及布线的电流波动而引起的电磁噪声。由频谱分 析仪等的测量设备观测的噪声谱在开关频率(F-sw)具有最大的噪声强度。

在车载用电子设备中，为了防止因设备自身产生的电磁噪声而引起的 其他电子设备的误动作或因电磁噪声入射至无线电接收天线而产生的听 觉杂音，因而设置电磁噪声的限制。根据该限制，在通信或无线电所使用 的频带(FB-com)中，与其他频带(FB-rest)相比，设置了更严格的 限制值。

在如现有技术那样与自举电压成比例地对F-sw进行控制的情况下， F-sw能取稳态驱动时的开关频率(F-sw1)以下的所有频率。即，在对存 在于比某个通信频带FB-com1高的频带的FB-rest设定了F-sw1的情况 下，随着自举电压的降低，F-sw能取FB-com1的频率。因此，存在有可 能无法实现电磁噪声的限制的课题。作为简单的对策，能采取增加输入侧 电容器的电容等的方法，但会伴随安装面积的增加、成本增加。

另外，由于降压电源的输出连接了微机等的由低电压进行驱动的负 载，因此要求稳定的输出电压。作为降压电源的输出电压变动的主要原因， 能列举因主线圈的电流波动而引起的电压波动(ΔV_out)。ΔV_out是以F-sw 以及V_in为变量而决定的值，因此如果不考虑V_in来控制F-sw，则会成为 过大的ΔV_out，输出变得不稳定。如专利文献1那样，根据对自举电压进 行监视来控制F-sw的方法，难以始终得到稳定的输出。作为降低ΔV_out来得到稳定的输出的对策，可以考虑增加主线圈的电感的方法、减小输出 电容器的ESR(等效串联电阻)的方法等，但任一种方法都会伴随安装面 积的增加、成本增加。

以下，针对解决这样的问题的本发明的实施方式，采用附图进行说明。

【实施例1】

以下，根据附图针对本发明的车载用降压开关电源的第1实施方式采 用图1、图2进行详细说明。图1表示第一实施方式的具备车载用降压开 关电源的车载用控制装置的电源电路的结构图。

车载用控制装置，与作为车载电源的电池500连接，具备：输入侧电 容器600、降压开关电源电路1、输出侧电容器700、和负载800。降压开 关电源电路1具备：主电路部10、控制电路部20、和自举电路部30。

主电路部10具备：作为主开关的N沟道型的MOSFET111、同步整流 用的N沟道型的MOSFET112、和输出电压平滑用的主线圈113。 MOSFET111和MOSFET112根据控制电路部20的栅极驱动信号进行开关 从而进行降压动作，从输入侧电容器600的电压600B降压为输出侧电容 器700的电压700B。在MOSFET111为导通状态时，输入侧和输出侧导 通。在截止状态时，输入侧和输出侧不导通，在含有主线圈113、输出侧 电容器700、和MOSFET112的闭路生成循环电流。通过对MOSFET111 的导通期间和截止期间进行控制，从而控制输出电压。

MOSFET112与MOSFET111同步地进行开关动作，在MOSFET111 为导通状态时，MOSFET112被控制成为截止状态，在MOSFET111为截 止状态时，MOSFET112被控制成为导通状态。也可以代替MOSFET112 而设置二极管元件作为整流单元，该二极管元件将作为相对于 MOSFET111被动地同步的开关而工作的阳极端子与输入侧电容器600的 负极连接。其中，进行同步整流的MOSFET112与二极管元件相比接通电 阻更小，效率更好。

控制电路部20具备：栅极驱动器121、PWM控制电路122、和开关 频率控制电路123，PWM控制电路122根据降压比(700B/600B)将被 输入至MOSFET111的栅极的PWM信号的占空比D输出给栅极驱动器 121，开关频率控制电路123具备：频率范围设定部125和频率路径设定 部124，将与输入电压600B相应的开关频率F-sw输出给栅极驱动器121， 栅极驱动器121基于被输入的占空比D和开关频率F-sw，输出 MOSFET111和MOSFET112的栅极驱动信号。在将MOSFET111导通时， 相对于源极电压需要输入比MOSFET111的栅极电压阈值VTh高的栅极电 压，因此从自举电路部30供给电压。在此，频率范围设定部125和频率 路径设定部124，作为由微机、逻辑电路或者模拟电路构成的设定单元。

自举电路部30具备：一端与MOSFET111的源极端子连接的电容器 131；输入端与输入侧电容器600的正极连接的电压调整电路133；阳极与 电压调整电路的输出端连接，阴极与电容器131的另一端连接的二极管 132，将二极管132的阴极侧的端与栅极驱动器连接。利用通过MOSFET111 的开关而产生变动的源极-GND间电压，将电容器131的电荷提供给栅 极驱动器121。

以下，采用图2所示的输入电压600B(输入电压)对应的开关频率 F-sw、以及ΔV_out(700B的电压波动)，对第一实施方式中的动作进行说 明。事先通过频率范围设定部，将F-sw的范围设定为从fa到fb。另外， 通过频率路径设定部，在输入电压600B为V1以上的范围内固定在fa， 在从V1至V2的范围内，设定fc使得输出电压700B的电压波动ΔV_out保 持电压波动ΔV1，在从V2至V3的范围内设定为fe，在从V3至V4的范 围内设定为fb。另外，fd至fe的频带，考虑从输入侧向外部发生的噪声 的影响、尤其是无线电或通信等中使用的频带中的噪声的影响，设定为跳 过(skip)。

在图2的输入电压600B为输入电压的上限Vmax至V1的范围内， F-sw被固定在fa。在此，在F-sw＝fa时，即使输入电压600B为输入电压 的上限值Vmax，也调整电路常数，使得ΔV_out比根据负载侧的要求而决定 的输出波动的容许上限值ΔV_limit低。随着输入电压600B的变低，主 线圈113的电流波动降低，输出电压700B的电压波动ΔV_out降低。在输入 电压600B为V1以下的区域，将F-sw调整成为fa和fb的中间的频率fc， 使得输出电压波动成为ΔV1，在V1以下的区域，随着输入电压600B的 降低，fc降低。在输入电压600B为V2时，F-sw为fc，若输入电压600B 小于V2，则F-sw一下变成fe。此时，ΔV_out从ΔV1增加(fd/fe)倍，成 为ΔV2，但被调整为不超过ΔV_limit。在V2至V3的范围内，设为fc ＝fe，若输入电压600B小于V3，则F-sw变成fb。在此，fb设置为比自 举电路的电容器131的放电时间常数充分短的周期。这样，能够不必在意 自举电压的降低地设定频率。以上，针对电压降低时的频率控制方法进行 了说明，但在输入电压600B上升的情况下，也同样地根据输入电压600B 来设定开关频率。

以下，示出将无线电或通信等中使用的频带假设为100k～300kHz、 假设输出电压容许波动ΔV_limit＝20[mV]、假设自举电路的电容器131 的放电时间常数为0.1[s]、假设输入侧电压为600B＝6～18[V]、假 设输出电压700B＝6[V]、假设fa＝460kHz、假设主MOSFET111的最 小截止时间Toff_min＝250[ns]、假设主线圈电感L113＝20[μH]、 假设输出侧电容器700的等效串联电阻ESR700＝40[mΩ]的情况下的设 定例。

fb被设定为能够确保稳定的开关动作所需的截止时间T_off的值。fb越 低，越能够扩大占空比容许幅度，但需要设置为比电容器131的放电时间 常数充分短的周期，因此在本实施例中，设置为例如40[us]即25[kHz]。 fd、fe，为了避开无线电、通信等中使用的频带，而设置为例如fd＝300 [kHz]、fe＝100[kHz]。fd、fe的值，可以根据噪声限制的频带而适 当变更。

在此，输出电压波动ΔV_out的计算式(式1)、主FET截止期间T_off的计算式(式2)，能够表示为如下。另外，(式1)中，假设对输出侧 电容器700的电容的充放电电荷所引起的电压变动分量(ΔV＝ΔQ/C) 较小而忽略，但根据需要也可以考虑。

【式1】

$\Delta V_{\mathrm{out}}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{L_{\mathrm{coil}}·F_{\mathrm{sw}}}·\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}·R_{\mathrm{Cout}}$…(式1)

【式2】

$T_{\mathrm{off}}=\frac{1}{F_{\mathrm{sw}}}·(1-\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}})$…(式2)

ΔV_out：输出电压波动

L_coil：主线圈的电感(相当于L113)

F_sw：开关频率(相当于F-sw)

V_in：输入电压(相当于600B)

V_out：输出电压(相当于700B)

R_Cout：输出侧电容器的等效串联电阻(相当于ESR700)

根据(式1)，V_in越接近于V_out，则ΔV_out越小，另外，ΔV_out与F-sw 成反比。例如，在相同的输入电压600B下，若将F-sw设为1/10，则ΔV_out增加至10倍。即，可知为了设置ΔV_out＜ΔV_limit，因而需要进行与V_in相应的F-sw控制。

若根据(式1)(式2)求出满足T_off＞250[ns]、ΔV_out＜20[mV] 的条件，则成为例如如下这样。

关于V1，若假设F-sw＝fa＝460[kHz]，则决定V1＝6.8[V]。关 于V2，若假设f-sw＝fd＝300[kHz]，则决定V2＝6.5[V]。关于fc， 假设(式2)的变形式为fc＝(1/Toff_min)×(1-(700B/600B))。 这样，便能够将T_off以及ΔV_out保持固定。关于V3，若假设F-sw＝fe＝100 [kHz]，则决定为6.16[V]。关于V4，若假设F-sw＝fb＝25[kHz]， 则决定为6.04[V]。

若对各个ΔV_out和T_off进行归纳，则成为如下这样，可知能够满足T_off＞50[ns]、ΔV_out＜20[mV]。

600B＝Vmax＝18[V]、F-sw＝460[kHz]的情况下，ΔV_out＝17.5 [mV]、T_off＝1.45[us]

600B＝V1＝6.8[V]、F-sw＝460[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV1 ＝3.1[mV]、T_off＝256[ns]

600B＝V2＝6.5[V]、F-sw＝300[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV1 ＝3.1[mV]、T_off＝256[ns]

600B＝V2＝6.5[V]、F-sw＝100[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV2 ＝9.3[mV]、T_off＝770[ns]

600B＝V3＝6.16[V]、F-sw＝100[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV1 ＝3.1[mV]、T_off＝260[ns]

600B＝V3＝6.16[V]、F-sw＝25[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV3 ＝12.5[mV]、T_off＝1.04[us]

600B＝V4＝6.04[V]、F-sw＝25[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV1 ＝3.2[mV]、T_off＝265[ns]

在此，当F-sw＝fa且T_off→Toff_min的600B＝V1＝6.8[V]时，若 F-sw以fa(460[kHz])→fb(25kHz)进行变化，则ΔV_out成为3.1[mV] ×(460[kHz]/25[kHz])＝57[mV]，超过ΔV_limit。因此，可 知需要途经中间的频率fc。

另外，在上述的例子中，虽然示出了F-sw以fa→fb进行变化的例子， 但在以作为禁止频带的下限值的fe(100[kHz])→fb(25kHz)进行变 化时，为了抑制输出电压波动，因而也优选途经中间的频率fc。即，fc是 指fa～fb的频带内、避开了作为噪声限制的频带的fd～fe的频率之后的范 围的任意频率。本实施例中，fc在该范围内按照随着输入电压600B的降 低而降低的方式变化。

按照以上所述，根据本实施例，能够既抑制对通信等有害的频带的噪 声，又得到稳定的输出电压。即，若输入电压V_in变低，则根据降压比， 对主开关的栅极输入的PWM信号的占空比D变高，主开关的断开期间 T_off变短，但根据本实施例，能够既抑制输出电压波动以及噪声，又使开 关频率降低至能够确保稳定的开关动作所需要的T_off的频率fb为止。

在本实施例中，虽然示出了依赖于输入电压的开关频率设定方法，但 由于通过上述的(式2)示出输入电压600B与T_off之间的关系，因此也可 以根据T_off设定开关频率。另外，在本实施例中为了使说明简化，忽视了 元件的导通电阻、寄生电感、线圈的电流重叠特性和控制的偏差、噪声谱 的扩展，但也可以设定考虑了这些因素的容限(margin)。另外，在本实 施例中，虽然示出了着眼于噪声强度最强的开关频率的基波分量的实施 例，但根据输入侧的波动电压波形的形状，二次以上的高次谐波成分也会 成为问题，因此也可以根据状况来进行考虑了高次谐波成分的设定。这样， 能够得到与实施例1同样的效果。

另外，在本实施例的车载用降压开关电源中，也可以将包括半导体部 件在内的一部分部件内置于定制IC(custom IC)等的集成电路中。

另外，本实施例的车载用降压开关电源，作为电源装置并不限于单独 使用，还可以搭载于发动机控制单元(ECU)、自动变速用控制单元(ATCU) 等的车载用电子控制装置中。另外，本实施例的车载用降压开关电源，也 可以搭载于在车辆停止时进行发动机停止的怠速停止系统中的电子控制 装置中。

如以上所说明的那样，根据本实施方式，能够得到如下这样的效果。

能够将包含输入侧电容器的输入侧噪声滤波器小型化。另外，能够将 包含输出侧电容器的滤波器小型化。

在怠速停止系统中，在怠速停止时，即使在发动机以及交流发电机停 止，电池电压降低的状态下，无线电也会进行动作，但根据本实施例，即 使在输入电压降低时，也抑制输出电压的变动，且抑制有害频率的噪声， 因此即使在怠速停止时，也能得到稳定的输出，且能抑制无线电杂音。

【实施例2】

以下，根据附图针对本发明的车载用降压开关电源的第一实施方式， 采用图1、图3详细进行说明。图3是与实施例1中的图2相当的图，对 与第一实施方式相同的部分附加相同的符号来省略说明，以下针对不同的 部分进行说明。

图3相对于图2而言，在V2至V1的范围内的fc的设定不同。在V2 至V1的范围内，设定fc＝fd来设定为固定值，由此在输入电压600B从 V1变成小于V1时的ΔV_out成为ΔV4。此时的ΔV_out和T_off成为如下这样， 可知能够满足T_off＞250[ns]、ΔV_out＜20[mV]。

在600B＝V1＝6.8[V]、F-sw＝460[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV1 ＝3.1[mV]、T_off＝256[ns]

在600B＝V1＝6.8[V]、F-sw＝300[kHz]的情况下，ΔV_out＝ΔV4 ＝4.7[mV]、T_off＝390[ns]

另外，在从噪声限制频带的下限值fe降低至fb时，也设定成途经中 间的频率fc。此时，fc被设定为fe与fb之间的固定值。

根据第二实施方式，能够简化频率路径设定部的逻辑电路，可提供一 种更小型/低成本的车载用降压开关电源。

【实施例3】

以下，根据附图针对本发明的车载用电源装置的第三实施方式，采用 图4进行详细说明。通常而言，电解电容器为了防止温度上升时的破裂， 因而具备防爆阀。在设置为进行树脂密封的安装形态的情况下，将会堵住 防爆阀，难以确保安全性，因此无法使用电解电容器。

根据实施例1、2，由于能够降低输入侧电容器与输出侧电容器的电容， 因此能够将现有技术中使用的电解电容器置换为陶瓷电容器。因此，可实 现采用树脂进行密封的形态的安装。若能够实现采用树脂进行的密封，则 能够对半导体部件进行裸芯片安装，可实现小型化。

图4是对实施例1、2的降压开关电源进行树脂密封的图。在形成了 布线图案的金属底基板1000搭载半导体部件1002、面安装电感器1003、 陶瓷电容器1004、芯片电阻1005和连接器1001，由树脂1006进行密封。 经由连接器1001与电池、传感器类、其他电子控制设备等进行连接。

图4中，对实施例1～3所记载的各个电路部件中作为电阻元件、电 容器部件、电感器部件、半导体部件各自的代表分别记载了一个部件，实 际上也可以安装多个部件。另外，陶瓷电容器1004，如果是不需要防爆阀 的电容器，则也可以进行置换。金属底基板1000也可以是陶瓷基板、多 层印刷布线板等的基板、或者可弯曲的印刷基板、柔性基板。

通过设置成这样的安装结构，从而可提供一种小型的车载用降压开关 电源以及车载用电子控制装置。

另外，作为本发明的效果，可以列举如下。

(1)输入电压降低时也能够实现稳定的降压开关动作

(2)输入电压降低时也能够抑制有害频率的电磁噪声

(3)能够将输入侧电容器等的滤波器结构小型化

(4)能够将输出侧电容器等的滤波器结构小型化

(5)在怠速停止时也能够进行稳定的降压开关动作

(6)在怠速停止时也能够抑制电磁噪声

(7)通过削减电解电容器从而能够将车载电子控制装置小型化

(8)通过树脂密封安装，从而能够将车载用降压开关电源以及车载 用电子控制装置小型化

符号说明

1 降压开关电源电路

10 主电路部

20 控制电路部

30 自举电路部

111、112 MOSFET

113 主线圈

121 栅极驱动器

122 PWM控制电路

123 开关频率控制电路

124 频率路径设定部

125 频率范围设定部

500 电池

600 输入侧电容器

600B 输入电压

700 输出侧电容器

700B 输出电压

800 负载

1000 金属底基板

1001 连接器

1002 半导体部件

1003 面安装电感器

1004 陶瓷电容器

1005 芯片电阻