一种基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适应接收方法

摘要

本发明公开了一种基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适应接收方法，包括两个用户以及一个基站，基站通过获取接收信号的干信比、信噪比，以及干扰与期望信号的空间相关度，确定接收准则并实现自适应的接收方式选择，基于本发明的方法确定最佳的接收滤波方式，根据该接收方式对接收信号进行处理，可分别恢复出两路信号，并获得好的数据速率性能。本发明考虑了信号和干扰的关系，避免了只采用固定的接收方式造成信号的折损过大，通过测量接收信号的信噪比、干信比及相关度确定接收准则，并实现自适应的接收方式选择，改善了信号的数据速率。

说明书

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，尤其涉及一种基于期望与干扰信号关系的 多用户MIMO自适应接收方法。

背景技术

随着移动通信的快速发展，传统的时频信号设计已经很难满足人们对无线 链路传输速率越来越高的要求，人们开始尝试从多个维度发掘通信的机会，空 域资源便是其中的一个重要方面。多输入多输出(Multiple Input Multiple Output， MIMO)技术是近年来无线通信领域的一项突破性技术，该技术能够使空域资 源得到充分利用。

随着研究的进展，点对点的单用户MIMO系统的研究已经接近饱和，随着 MIMO系统中用户数的增多，单用户MIMO技术已不满足日益增长的用户数需 求，多用户MIMO(Multiple-User MIMO，MU-MIMO)系统以其较高的可靠 性、有效性和相对简单的网络结构受到越来越多的关注。在多用户MIMO系统 中，当多个用户在相同频段中通信时，用户信号之间会相互干扰，这就是多用 户共道干扰问题。多用户共道干扰能恶化通信质量，严重地限制了系统容量。 因此，如何在多用户MIMO通信系统中消除多用户共道干扰，提升通信质量 成为亟待解决的问题。

多用户MIMO通信系统中常用干扰管理方法包括预编码、干扰对齐等。文 献Jafar S A.Degrees of freedom on the MIMO X channel-optimality of zero  forcing and the MMK scheme [Online].Available: http://www.ece.uci.edu/syed/resume.html(MIMO X信道自由度分析—迫零和 MMK方案最优性)的研究表明，在多用户MIMO信道中，信号空间可以划分 为期望信号子空间和干扰子空间，使用干扰对齐技术可以将期望信号对齐到无 干扰信号的子空间，消除干扰的影响。

由于实际中存在一些限制因素，并非所有的发送方式都能使接收端观测到 的期望与干扰信号满足正交关系。当上述正交关系不满足时，共享频谱资源传 输信息的多用户之间存在共道干扰，如何抑制或消除共道干扰成为值得研究的 问题。

文献牛兰奇,张太镒,孙建成.利用匹配滤波改进MIMO预编码方案.电 子科技大学学报.2010,39(5):684-687针对多用户MIMO系统下行链路的共 信道干扰问题，提出了一种可以实现发射机和接收机联合设计的传输方案，但 在该方案中假定接收机为匹配滤波器，没有考虑信号和干扰的关系。文献朱世 磊,祝锴,崔维嘉,仵国锋.一种基于两级预编码的认知MIMO系统干扰抑制 算法.电路与系统学报.2013,18(2):514-519在认知无线电系统中解决了认知 用户对主用户造成的干扰和认知用户间的共道干扰问题，但在处理认知用户间 共道干扰问题时，接收端采用匹配滤波方式，没有对信号和干扰之间的关系进 行研究。

现有的多输入多输出技术没有考虑信号和干扰的关系，只采用固定的接收 方式造成信号的折损过大，信号传输速率较小。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种基于期望与干扰信号关系的多用户 MIMO自适应接收方法，旨在解决现有的多输入多输出技术没有考虑信号和干 扰的关系，只采用固定的接收方式造成信号的折损过大，信号传输速率较小的 问题。

本发明实施例是这样实现的，一种基于期望与干扰信号关系的多用户 MIMO自适应接收方法，该基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适应接 收方法包括以下步骤：

第一步，第一用户获取信道信息H₁，第二用户获取信道信息H₂，基站获取 全部信道信息，其中H₁、H₂分别表示第一用户与基站之间、第二用户与基站之 间的信道矩阵；

第二步，第一用户和第二用户采用波束成形的发射方式，分别根据H₁、H₂计算预编码向量p₁、p₂，由于两个用户均按照自己的主特征模式进行传输，所 以p₁、p₂选取为信道矩阵H₁、H₂的主右奇异向量，与信道矩阵的最大奇异值对 应；

第三步，第一用户和第二用户的数据分别经过p₁和p₂的预处理向基站发送， 基站接收到混合信号y，并将其分为两路；

$y=\sqrt{P_{T1}}{H}_1{p}_1{x}_1+\sqrt{P_{T2}}{H}_2{p}_2{x}_2+n$

其中，x₁和x₂分别表示第一用户和第二用户发送的符号，P_T1表示x₁的发送 功率，P_T2为x₂的发送功率，n表示加性高斯白噪声，噪声分量的方差均为

第四步，基站根据获取的信道矩阵计算表征数据x₁和x₂空间传输的单位方 向向量：$d_1=\frac{H_1{p}_1}{\left|\right|H_1{p}_1\left|\right|},d_2=\frac{H_2{p}_2}{\left|\right|H_2{p}_2\left|\right|};$

第五步，基站获取x₁和x₂的接收干信比，即干扰信号与期望信号的功率比k_i(i＝1,2)，信噪比以及干扰与期望信号的空间相关度cos²θ， 并计算x_i的接收准则

$k_{\mathrm{div}}^i=\frac{1}{\frac{P_{\mathrm{Ti}}}{{\sigma }_n^2}{\left|\right|E_i\left|\right|}^2(1-{\cos }^2\theta )}$

其中，i＝1,2，为信噪比，${\cos }^2\theta =\frac{d_1^H{d}_2{d}_2^H{d}_1}{{\left|\right|d_1\left|\right|}^2{\left|\right|d_2\left|\right|}^2}=\frac{{\left|\right|d_1^H{d}_2\left|\right|}^2}{{\left|\right|d_1\left|\right|}^2{\left|\right|d_2\left|\right|}^2}={{\left|\right|d}_1^H{d}_2\left|\right|}^2,$对于i＝1， $E_1=H_1{p}_1,k_1=\frac{P_{T2}{\left|\right|H_2{p}_2\left|\right|}^2}{P_{T1}{\left|\right|H_1{p}_1\left|\right|}^2};$对于i＝2，E₂＝H₂p₂，$k_2=\frac{P_{T1}{\left|\right|H_1{p}_1\left|\right|}^2}{P_{T2}{\left|\right|H_2{p}_2\left|\right|}^2};$

第六步，基站分别将两路信号的干信比k_i与第五步确定的进行比较，以 选取能够获得最佳数据速率的接收方式；当时，采用正交投影接收；当 时，采用匹配接收；基站根据最佳接收方式分别设计x₁、x₂的接收滤波 向量f₁、f₂，当采用匹配接收时，接收滤波向量f_i选取

$f_i^M=d_i$

当采用正交投影接收时，接收滤波向量f_i选取

$f_i^O=\frac{d_i-d_j^H{d}_i{d}_j}{\left|\right|d_i-d_j^H{d}_i{d}_j\left|\right|}$

其中i＝1,2，j＝1,2，并且i≠j；

第七步，基站利用第六步设计的滤波向量f₁、f₂对与y相同的两路混合信 号进行滤波处理，恢复出x₁和x₂；对x_i的解码如下式：

$\overline{y_i}=\sqrt{P_{T1}}{\left(f_i\right)}^H{H}_1{p_{1}x}_1+\sqrt{P_{T2}}{\left(f_i\right)}^H{H}_2{p}_2{x}_2{\left(f_i\right)}^{H}n.$

进一步，当用户数大于2时，先进行用户调度，选取2个用户共享信道， 再采用基于期望与干扰信号关系多用户MIMO自适应的接收方法。

进一步，基站根据第五步获得关于接收信号的干信比、信噪比，以及干扰 与期望信号的空间相关度，确定接收准则并实现自适应的接收方式选择。

进一步，对于发射机均配置1根天线的情况，所述步骤经过下述改变，所 述自适应接收方法依旧适用。此时，发送端不必进行预编码处理，所以不需要 所述第二步；而接收端表征数据x₁和x₂空间传输的单位方向向量变为：$d_2=\frac{H_2}{\left|\right|H_2\left|\right|}.$

本发明提供的基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适应接收方法， 包括两个用户以及一个基站，基站通过获取接收信号的干信比、信噪比，以及 干扰与期望信号的空间相关度，确定接收准则，并实现自适应的接收方式选 择，基于本发明的方法确定最佳的接收滤波方式，根据该接收方式对接收信号 进行处理，可分别恢复出的两路信号，并获得好的数据速率性能。本发明考虑 了信号和干扰的关系，避免了只采用固定的接收方式造成信号的折损过大，通 过测量接收信号的信噪比、干信比及相关度确定接收准则，并实现自适应的接 收方式选择，改善了信号的数据速率。本发明适用于接收端恢复存在共道干扰 的两路信号的场景，如小区边缘用户恢复来自两个相邻基站的相互干扰的信号 和MIMO多址接入信道。

附图说明

图1是本发明实施例提供的基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适 应接收方法流程图；

图2是本发明实施例提供的多用户MIMO系统上行通信的系统模型；

图3是本发明实施例提供的基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适 应接收方法具体应用的流程图；

图4是本发明实施例提供的接收端信号方向向量的几何关系图；

图5是本发明实施例提供的匹配接收和正交投影接收设计的接收滤波向量 与各路信号的关系图；

图6是本发明实施例提供的最佳接收滤波方式选择准则的仿真图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例， 对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以 解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合附图及具体实施例对本发明的应用原理作进一步描述。

本发明基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自适应接收方法包括两 个用户以及一个基站，基站通过获取接收信号的干信比、信噪比，以及干扰与 期望信号的空间相关度，确定接收准则，并实现自适应的接收方式选择。

如图1所示，本发明实施例的基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自 适应接收方法包括以下步骤：

S101：用户1获取信道信息H₁，用户2获取信道信息H₂，基站获取全部信 道信息，其中H₁、H₂分别表示用户1与所述基站之间、用户2与所述基站之间 的信道矩阵；

S102：用户1和用户2采用波束成形的发射方式，分别根据获取的信道信 息H₁、H₂计算预编码向量p₁、p₂，由于两个用户均按照自己的主特征模式进行 传输，所以预编码向量选取为信道矩阵的主右奇异向量；

S103：用户1和用户2的数据分别经过预编码向量p₁和p₂的预处理向基站 发送，基站接收到混合信号y，并将其分为两路；

S104：基站根据获取的信道矩阵计算用户1和用户2发送符号空间传输的 单位方向向量d₁、d₂，其几何关系图如图4所示；

S105：基站获取用户1和用户2发送符号的接收干信比信息k_i、信噪比， 以及干扰与期望信号的空间相关度，并计算表征数据x_i的接收准则

S106：基站分别将两路信号的干信比k_i与步骤S105确定的接收准则进 行比较，以选取能够获得最佳数据速率的接收方式；基站根据最佳接收方式分 别设计用户1和用户2发送符号的接收滤波向量，匹配接收和正交投影接收设 计的接收滤波向量与各路信号的关系如图5所示；

S107：基站利用步骤S106的滤波向量对两路混合信号进行滤波处理，恢 复出用户1和用户2发送符号。

本发明的多用户MIMO系统中的用户数为2，而当用户数大于2时，可以 先进行用户调度，选取2个用户共享信道，进而应用本发明所提方法。

此外，本发明适用于接收端恢复存在共道干扰的两路信号的场景，如小区 边缘用户恢复来自两个相邻基站的相互干扰的信号和MIMO多址接入信道。

其次，本发明考虑了信号和干扰的关系，避免了只采用固定的接收方式造 成信号的折损过大，通过测量接收信号的信噪比、干信比及相关度确定接收准 则，并实现自适应的接收方式选择，改善了信号的数据速率。

本发明的工作原理：

本发明适用于多天线通信场景中接收端恢复存在共道干扰的两路信号，如 小区边缘用户恢复来自两个相邻基站的相互干扰的信号和MIMO多址接入信 道(Multiple Access Channel，MAC)，包括多个发射机和1个接收机，发射机 和接收机均至少配置2根天线，本专利主要基于发射机数目为2的情况进行研 究说明，而当发射机数目大于2时，可以先进行用户调度，选取2个用户共享 信道，进而应用本专利所提方法。本专利主要基于MIMOMAC进行研究说明， 系统由用户1、用户2以及基站构成。其特征在于，所述基站根据期望与干扰 信号的关系，即期望与干扰信号的强度和空间相关度，确定接收准则，并实现 自适应的接收方式选择。

本发明的具体实施例：

如图2所示，本发明的多用户MIMO上行通信系统，该系统包括一个基站 (BS)、两个用户(MS₁和MS₂)，发射端和接收端均配置2根天线，实线表示 数据传输，每条线上标注的符号表示相应的信道矩阵；

如图3所示，为本发明的一种基于期望与干扰信号关系的多用户MIMO自 适应接收方法，具体包括如下步骤：

第一步，用户1获取信道信息H₁，用户2获取信道信息H₂，基站获取全部 信道信息，其中H₁、H₂分别表示所述用户1与所述基站之间、用户2与所述基 站之间的信道矩阵；

第二步，用户1和用户2采用波束成形的发射方式，分别根据H₁、H₂计算 预编码向量p₁、p₂，由于两个用户均按照自己的主特征模式进行传输，所以p₁、 p₂选取为信道矩阵H₁、H₂的主右奇异向量(与信道矩阵的最大奇异值对应)；

第三步，用户1和用户2的数据分别经过p₁和p₂的预处理向基站发送，基 站接收到混合信号y，并将其分为两路；

$y=\sqrt{P_{T1}}{H}_1{p}_1{x}_1+\sqrt{P_{T2}}{H}_2{p}_2{x}_2+n---\left(1\right)$

其中，x₁和x₂分别表示用户1和用户2发送的符号，P_T1表示x₁的发送功率， P_T2为x₂的发送功率，n表示加性高斯白噪声，噪声分量的方差均为

第四步，基站根据获取的信道矩阵计算表征数据x₁和x₂空间传输的单位方 向向量：其几何关系图如图4所示；

第五步，基站获取x₁和x₂的接收干信比(干扰信号与期望信号的功率比) 信息k_i(i＝1,2)、信噪比以及干扰与期望信号的空间相关度 cos²θ，并计算x_i的接收准则

$k_{\mathrm{div}}^i=\frac{1}{\frac{P_{\mathrm{Ti}}}{{\sigma }_n^2}{\left|\right|E_i\left|\right|}^2(1-{\cos }^2\theta )}---\left(2\right)$

其中，i＝1,2，为信噪比，${\cos }^2\theta =\frac{d_1^H{d}_2{d}_2^H{d}_1}{{\left|\right|d_1\left|\right|}^2{\left|\right|d_2\left|\right|}^2}=\frac{{\left|\right|d_1^H{d}_2\left|\right|}^2}{{\left|\right|d_1\left|\right|}^2{\left|\right|d_2\left|\right|}^2}={{\left|\right|d}_1^H{d}_2\left|\right|}^2,$对于i＝1， $E_1=H_1{p}_1,k_1=\frac{P_{T2}{\left|\right|H_2{p}_2\left|\right|}^2}{P_{T1}{\left|\right|H_1{p}_1\left|\right|}^2};$对于i＝2，E₂＝H₂p₂，$k_2=\frac{P_{T1}{\left|\right|H_1{p}_1\left|\right|}^2}{P_{T2}{\left|\right|H_2{p}_2\left|\right|}^2};$

第六步，基站分别将两路信号的干信比k_i与第五步确定的进行比较，以 选取能够获得最佳数据速率的接收方式；当时，采用正交投影接收；当 时，采用匹配接收；匹配接收和正交投影接收设计的接收滤波向量与各 路信号的关系如图5所示，基站根据最佳接收方式分别设计x₁、x₂的接收滤波 向量f₁、f₂，当采用匹配接收时，接收滤波向量f_i选取

$f_i^M=d_i---\left(3\right)$

当采用正交投影接收时，接收滤波向量f_i选取

$f_i^O=\frac{d_i-d_j^H{d}_i{d}_j}{\left|\right|d_i-d_j^H{d}_i{d}_j\left|\right|}---\left(4\right)$

其中i＝1,2，j＝1,2，并且i≠j；

第七步，基站利用第六步设计的滤波向量f₁、f₂对两路混合信号(与y相 同)进行滤波处理，恢复出x₁和x₂；对x_i的解码如下式：

$\overline{y_i}=\sqrt{P_{T1}}{\left(f_i\right)}^H{H}_1{p_{1}x}_1+\sqrt{P_{T2}}{\left(f_i\right)}^H{H}_2{p}_2{x}_2{\left(f_i\right)}^{H}n---\left(5\right)$

基站根据第五步获得关于接收信号的干信比、信噪比，以及干扰与期望信 号的空间相关度，确定接收准则并实现自适应的接收方式选择。

对于发射机均配置1根天线的情况，步骤经过下述改变，自适应接收方法 依旧适用。此时，发送端不必进行预编码处理，所以不需要第二步；而接收端 表征数据x₁和x₂空间传输的单位方向向量变为：

通过以下的仿真实验对本发明的应用效果做进一步的说明：

仿真条件：x₁的信噪比

由于x₁、x₂的仿真过程和结果相似，所以本发明以x₁为例对仿真结果进行 说明；图6为x₁接收滤波方式选择准则的仿真图，随机产生x₁的信道矩阵H₁， 当取H₁的主右奇异向量作为为用户1的预编码向量p₁时，确定||E₁||²＝1.9953，图 6给出了不同干信比k₁和相关度cos²θ下最佳接收方式选择的情况；该图像是通 过比较式(1)表示的匹配接收数据速率和式(2)表示的正交投影接收数据 速率，并择优描点得到的，其中，“+”表示正交投影接收，“◆”表示匹配接收， 曲线为本发明的自适应接收准则；接收端两路信号采用不同接收方式所得的数 据速率计算如下：

$R_1^M={\log }_2\{1+\frac{\frac{P_T}{{\sigma }_n^2}{\left|\right|E_1\left|\right|}^2}{1+\frac{{\mathrm{mP}}_T}{{\sigma }_n^2}{\left|\right|{\left(f_1^M\right)}^H{E}_2\left|\right|}^2}\}---\left(1\right)$

$R_1^O={\log }_2\{1+\frac{P_T{\left|\right|{\left(f_1^O\right)}^H{E}_1\left|\right|}^2}{{\sigma }_n^2}\}---\left(2\right)$

本发明方法计算的x₁的接收方式选择准则计算如下：

$k_{\mathrm{div}}^i=\frac{1}{\frac{P_{\mathrm{Ti}}}{{\sigma }_n^2}{\left|\right|E_i\left|\right|}^2(1-{\cos }^2\theta )}---\left(3\right)$

由此得出，当时，应采用正交投影接收，当时，应采用匹配 接收；另外，经过多次实验，“+”和“◆”被曲线完全分隔开，即接收方式选 择可以由式(3)实现；基站BS可完全基于信号在接收端的信噪比、干信比和 相关度cos²θ而不必依赖于传输功率、传播距离等信息来确定最佳的接收方式， 因此本发明的自适应接收准则是易于实现的；

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发 明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明 的保护范围之内。