一种二次量化器、采用其的D类放大器以及音频设备

摘要

本发明公开了一种二次量化器，该二次量化器包括：插值单元，耦合在二次量化器的输入端，配置用于对二次量化器的输入信号进行指定倍数的插值；数字信号处理单元，配置用于实现噪声整形，并对量化过程中的误差进行校正。在本发明的二次量化器中，通过在其输入端加一个延迟环节和2个寄存器组合来实现2倍或4倍插值，就简化了前级插值滤波器的设计，并且利用一个数字信号处理单元实现了误差校正和sigma-delta调制，大大简化了硬件设计。本发明还公开了采用该二次量化器的D类放大器、采用该D类放大器的音频设备。

说明书

技术领域

本发明属于集成电路设计技术领域，尤其涉及一种用于全数字音频D类功率放 大器中二次量化器的架构与实现方法。

背景技术

随着视听设备不断向小型化发展，集成度不断地提高，功耗已成为这些设计要 考虑的重要问题。功率放大器作为其中主要的组成部件，对效率的要求就越来越高。 传统的A类或AB类功放最多只能达到50％的效率，而D类功放的效率则可达到80～ 90％。

图1为传统的D类功放的结构示意图。目前D类功放主要还是将数字信号先还 原成模拟信号，然后用三角波去采样这个模拟信号，从而产生D类功放所需要的脉 冲宽度调制信号(PWM)去驱动后级功率电路。这种PWM信号产生电路的最大缺点 就是电路中存在大量的模拟电路，譬如三角波发生器、比较器等等，容易受到外界 干扰，使信号失真，且不易于系统移植，使设计的难度大大增加。当信号源为数字 信号时，此D类功放与线性功放一样，需要先将数字信号通过DAC转换为模拟信号 后，才能作为其输入进行放大。另一方面，目前绝大多数的音频信号源为数字信号， 这样的话，用于音频的该D类功放和线性功放在放大数字音频信号时，都需加入DAC 电路，增加了系统的复杂性，并在数模转换时必然地引入了噪声，使系统性能下降。

发明内容

针对以上问题，本发明提出一种用于D类放大器中的二次量化器。

本发明提出了一种二次量化器，可用于D类放大器，包括：插值单元，耦合 在所述二次量化器的输入端，配置用于对所述二次量化器的输入信号进行指定倍数 的插值；数字信号处理单元，配置用于实现噪声整形，并对量化过程中的误差进行 校正。

如此，可以实现对信号的进行所需的插值，譬如，4倍插值，并且可以在同一 个处理单元中实现噪声整形并校正误差。

优选的，所述数字信号处理单元还包括：校正模块，用于产生与不同类型的误 差对应的校正系数。

如此，校正模块可以产生所需的各种类型的校正系数，增加了易用性。

优选的，所述插值单元包括至少两个寄存器，所述至少两个寄存器与第一积分 器(I₀)共同操作以对所述输入信号进行两倍或四倍的插值，其中，所述第一积分 器中设有延迟环节。

如此，实现了插值，并且降低了插值滤波器的设计难度。

优选的，所述误差包括线性误差和非线性误差，其中，所述校正模块将与所述 线性误差对应的校正系数分别施加至第二积分器(I₁)、第三积分器(I₂)和第四积 分器(I₃)，并将与所述非线性误差对应的校正系数施加至第三积分器(I₂)。

如此，实现了通过数字模块实现了对线性误差的校正。

优选的，所述校正模块还包括：线性误差校正模块，耦合并将其产生的校正系 数分别发送至所述第二积分器(I₁)、第三积分器(I₂)和第四积分器(I₃)。

如此，提供了一种施加校正系数的方法及设备。

优选的，所述线性误差对应的校正系数基于所述二次量化器输出的PWM信号的 脉宽的数目而产生，若该数目是偶数，则校正系数为零，若该数目是奇数，则施加 至所述第二积分器(I₁)的校正系数(j1)与所述PWM信号的脉宽数目，施加至所 述第三积分器(I₂)的校正系数(j2)是所述第二积分器(I₁)的校正系数(j1) 的二分之一，施加至所述第四积分器(I₃)的校正系数(j3)是施加至所述第二积 分器(I₁)的校正系数(j1)的十六分之一。

如此，可以根据脉宽的数目实现了对误差的校正。

优选的，当所述PWM信号的脉宽的数目是奇数时，若所述PWM信号为左增长模 式，则所述校正系数为正；若所述PWM信号为右增长模式，则所述校正系数为负。

如此，可以更加精确地对误差进行校正。

优选的，所述二次量化器还包括至少一个饱和限制器，当所述二次量化器上电 时，所述D类放大器的PWM输出在第一预定时间内从负或正最大值变化至0，所述 饱和限制器的最大值为正常值的一部分，待上电过程结束后，所述饱和限制器的最 大值设定为所述正常值。

如此，消除了D类功放在上电时所产生的类似毛刺的噪音，提升了用户的舒适 感。

优选的，当所述二次量化器上电时，所述饱和限制器的最大值为所述正常值的 四分之一。

如此，在不牺牲放大器性能的前提下，消除了D类功放在上电时所产生的类似 毛刺的噪音。

优选的，所述非线性误差对应的校正系数基于所述二次量化器输出的PWM信 号，通过查表方式来实现，其中，所述非线性误差对应的校正系数存储于所述放大 器的内部或外部的存储器中。

如此，可以通过预存的校正系数来校正非线性误差。

本发明还提出了一种采用上述二次量化器的D类放大器，包括：功率单元，耦 合至所述数字信号处理单元，用于放大其接收的信号的功率；低通滤波器，耦合至 所述功率单元，用于滤除所述功率单元输出信号中的高频分量。

在该实施方式中，D类放大器的设计难度较低，且具有良好的性能。

本发明还提出了一种采用上述D类放大器的音频设备，该音频设备还包括：音 频信号输入单元，耦合至所述D类放大器的输入端，用于提供音频信号至所述D类 放大器；音频信号播放单元，耦合至所述D类放大器的输出端，用于播放由所述D 类放大器放大后的所述音频信号。

在该实施方式中，音频设备能够提供用户以较佳的舒适感，且没有“砰”之类 的噪音，利于保护用户的听觉。

在本发明的二次量化器中，通过在其输入端加一个延迟环节和2个寄存器组合 来实现2倍或4倍插值，就简化了前级插值滤波器的设计，并且利用一个数字信号 处理单元实现了误差校正和sigma-delta调制，大大简化了硬件设计。

附图说明

图1为传统音频D类功率放大器架构的示意图；

图2为依据本发明实施例的数字音频D类功放的结构示意图；

图3为依据本发明实施例的数字音频D类功放实现方式示意图；

图4为依据本发明实施例的D类放大器架构示意图；

图5为采用了依据本发明实施例的二次量化器的D类放大器架构示意图；

图6为依据本发明实施例的8阶的sigma-delta结构的二次量化器的逻辑架构 示意图；

图7为因抖动误差引起的调制脉宽的中心点右偏移和左偏移的示意图。

具体实施方式

以下结合附图所示实施例对本发明作进一步的说明。

图2为依据本发明实施例的数字音频D类功放的结构示意图。

相较于图1中的传统D类功放，该数字音频D类功放的区别在于：输入信号为 数字音频信号，且使用数字信号处理模块将输入的多位数字信号调制为二值连续信 号。

一般的，数字信号处理模块对输入信号调制的方法主要有三种：脉冲密度调制 (PDM)、Click调制(CM)、脉冲宽度调制(PWM)。

图3为依据本发明实施例的三种调制方法的示意图。

脉冲密度调制：

在该调制机制下，采用1位Sigma-Delta调制器对多位的音频数字信号进行调 制，该调制器在尽量保持输入信号信噪比的同时，把输入信号转换为二值连续时间 信号，调制后的波形为a。使用该调制方法的主要缺点就是：PDM信号的脉冲重复 频率(PRF)过高，且随输入信号的变化而变化。PRF指的是每秒内产生的触发脉冲 数目。该种信号输入到功率级，会引起信号失真，并减少电源效率。

Click调制：

Click调制器采用载波调制，该调制方法在音频信号的频带内是线性的，而且 Click调制信号的PRF较低，调制后的波形为b。该调制方法计算量大，硬件实现 花费昂贵。

脉冲宽度调制：

采用全数字电路实现PWM发生器，调制后的波形为c，该调制方法的计算量相 比Click调制方法较小。全数字电路实现的PWM发生器的作用是将输入的数字信号 转化为脉冲宽度与输入信号大小相对应的脉冲信号。

如果PWM发生器的输入信号位数很多，则要求功放系统拥有非常高的时钟频 率，显然，这是很难实现的。所以在此类功放的系统中，需要加入过采样和噪声压 缩技术，进而使得功放输入信号的信噪比较高且信号位数较低，然后再输入到数字 PWM发生器，从而降低了对功放系统的主时钟频率的要求，使系统容易实现。

图4为依据本发明实施例的D类放大器的信号处理流程示意图。输入的音频数 字信号经过数字插值滤波器、Sigma-Delta调制器转换为低位的数字信号，然后输 出到数字PWM发生器转换为二值连续时间信号，驱动功率级放大，最后由模拟低通 滤波器滤除高频分量输出大功率音频信号。

本发明基于此数字D类功放结构，提出一种新型的二次量化器，以完成信号的 后级插值、sigma-delta信号调制、PWM的非线性误差和功率级误差的校正。

图5为采用了依据本发明实施例的二次量化器的D类放大器架构示意图。

放大器包括：插值滤波单元、二次量化单元、脉宽调制单元和输出驱动单元。 其中，二次量化单元包括插值单元，耦合在二次量化器的输入端，配置用于对二次 量化器的输入信号进行指定倍数的插值；数字信号处理单元，配置用于实现噪声整 形，并对量化过程中的误差进行校正。

优选的，数字信号处理单元还包括校正模块，用于产生与不同类型的误差对应 的校正系数，譬如，与线性或非线性误差对应的校正系数。

请继续参阅图6、7，其中图6为依据本发明实施例的8阶的sigma-delta结 构的二次量化器的逻辑架构示意图；图7为因抖动误差引起的调制脉宽的中心点右 偏移和左偏移的示意图。

8个积分器I₀-I₇中，在积分器I₀上设有延迟环节，其他积分器上则没有。通 过该延迟环节和2个寄存器组合来实现了二次量化器的2倍或4倍插值。在2倍插 值时，二次器量化器工作频率2倍于输入的频率，读取2次输入并做平均。在第一 个时钟周期内，该两个输入被保存至寄存器并做平均，其结果依然是原来的值；在 下一个时钟周期内寄存器保存下两个相邻的采样值，类似于采样保持电路，这样就 实现了2倍线性插值。在4倍插值时，二次器量化器工作频率4倍于输入的频率， 保存4个采样值就可以了。

对于数字PWM非线性和功率级的误差校正，可以通过校正模块向积分器I₁、I₂和I₃加校正系数来实现。误差校正方式分2类：抖动误差校正和扩散误差校正。

抖动误差主要是由于调制脉宽的中心点移动造成的，当PWM脉宽调制器输出奇 数个时钟脉冲时无论是左偏移(b)或右偏移(a)脉冲输出模式，都会出现所谓的 脉冲窗口中心点偏移的情况。

这种误差通过向积分器I₁、I₂、I₃分别施加校正系数j1、j2、j3来实现。这 类误差的校正系数是线性的，校正模块根据输出PWM的脉宽是偶数还是奇数产生相 应的校正系数。

若输出PWM的脉宽是偶数，则校正系数为零，如果是奇数，则施加至积分器 I₁上的校正系数j1就是输出PWM的脉宽的个数，积分器I₂上的校正系数j2是积分 器I₁上的校正系数的1/2，积分器I₃上的校正系数是积分器I₁上的校正系数j3的 1/16。校正系数的符号则也由输出PWM信号的脉宽是偶数还是奇数来决定，若是奇 数，则上述校正系数j1-j3在左增长模式下为正，在右增长模式为负。

扩散误差则是由高频情况下脉冲宽度的误差所引起，这种误差通过向积分器 I₂加校正系数来实现。这组系数是非线性的，可以将系数保存位于放大器内部或外 部的扩散误差校正系数存储器ROM中，基于PWM的输出信号，通过查表方式来实现。 在本实施例中，ROM的位宽为9bit，为了满足脉宽调制器输出脉宽为128级的需要， ROM的深度为129。这样在脉宽输出的分辨率为32、64、128的情况下都能使用， 在分辨率为32和64时每隔4或2地址间隔读取一个校正系数。

在该二次量化器的积分器I₂-I₇中，在每两个积分器之间增设一个反馈环进行 噪音整形，每个反馈环的反馈系数分别是g0、g1和g2。每个积分器积分后的值， 将通过传送至累加器，累加后传送至饱和限制器。换句话说，对于图6所示的结构， 除去校正系数环节(即，抖动误差和扩散误差校正系数产生环节)，其它部分构成 了8阶Sigma-Delta调制器。

饱和限制器包括两种工作模式，分别是上电模式和正常模式。在对放大器进行 上电时，放大器的输出驱动管处于浮空状态，如果此时二次量化器从0开始启动， 会使输出驱动关从一个不确定状态直接到0，这样就会在听觉上出现“砰”的噪声， 为了消除这个噪声，本发明中采用将PWM输出在半秒钟内从负最大值变化到0，在 这个过程中将饱和限制器的最大值设定为正常值的一部分，譬如四分之一，即饱和 限制器的最大值被设定为2²¹，上电过程结束后再将饱和限制器的最大值设定为正常 值2²³。

在本发明的二次量化器中，通过在其输入端加一个延迟环节和2个寄存器组合 来实现2倍或4倍插值，这样就简化了前级插值滤波器的设计。另外，在放大器中， 利用一个数字信号处理单元实现了误差校正和sigma-delta调制，大大简化了硬件 设计。

本发明提出了一种采用上述二次量化器的D类放大器，包括：功率单元，耦合 至所述数字信号处理单元，用于放大其接收的信号的功率；低通滤波器，耦合至所 述功率单元，用于滤除所述功率单元输出信号中的高频分量。

本发明还提出了一种采用了具有上述二次量化器的D类放大器的音频设备，该 音频设备还包括：

音频信号输入单元，耦合至该D类放大器的输入端，用于提供音频信号至该D 类放大器；音频信号播放单元，耦合至该D类放大器的输出端，用于播放由该D类 放大器放大后的音频信号。

上述的对实施例的描述是为便于该技术领域的普通技术人员能理解和应用本发 明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对这些实施例做出各种修改，并把在此说明 的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述的 实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，不脱离本发明范畴所做出的改进和修改都 应该在本发明的保护范围之内。