包含具有初级侧控制的反激式转换器的开关模式电源

摘要

一种包含具有初级侧控制的反激式转换器的开关模式电源，提供了一种用于控制反激式转换器的方法和装置。所述反激式转换器包括变压器，耦合至该变压器的初级绕组的半导体开关，耦合至该半导体开关的电流测量电路，与该变压器的次级绕组串联耦合的二极管，以及控制器。该控制器被配置为接收反馈电压、基准信号和经测量的初级电流并且根据该反馈电压、基准信号和经测量的初级电流生成针对所述半导体开关的控制信号。该半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开。

说明书

技术领域

本公开涉及一种包括具有初级侧控制的反激式转换器的开关模 式电源。

背景技术

开关模式电源（SMPS）被广泛使用并且在逐步替代由变压器和 线性电压调节器所组成的“经典”电源。SMPS使用开关功率转换器 将一个电压（例如，AC线路电压或13.8V电池电压）转换为另一个 电压，后者被用作电气设备或电子电路的供电电压。许多不同的开 关功率转换器拓扑在本领域是已知的，诸如降压转换器、升压转换 器、转换器、反激式转换器等。

出于安全的原因，期望功率转换器电路的输出包括与（连接至公共 电网的）输入电路的电流隔离。该隔离避免了在输出上出现短路的情况 下可能从输入源汲取的电流并且可能是许多应用中的设计要求。通常， 光耦合器被用来将表示经调节的输出电压的反馈信号与功率转换器电 路的输入电路进行电流隔离。功率转换通过使用变压器来实现。经由光 耦合器传送反馈信号以确保电流隔离通常必需相对复杂的反馈电路。

从进入的AC线路功率到经调节的DC输出电流的功率转换的另一 个设计目标可以通过由一个开关功率半导体所控制的单个转换步骤而 完成。一步转换使得电路效率最大化，降低了成本并且提高了整体可靠 性。电路设计中的开关功率转换是必需的，但是并不足以在对固有效率 加以利用的同时满足单步转换的要求。

需要一种提供经调节的输出电压同时并不要求在电压输出处分接 任何反馈信号的SMPS电路。因此，通常被用于将电流反馈信号传送回 输入电路同时提供电流隔离的光耦合器或类似部件能够被省去。

发明内容

描述了一种用于控制反激式转换器的方法。该反激式转换器可 以包括具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组的变压器，其中该初级 绕组可操作地承载初级电流，该次级绕组可操作地承载次级电流， 并且该辅助绕组可操作地提供反馈电压。该反激式转换器可以进一 步包括串联耦合至该初级绕组的用于依据控制信号对初级电流进行 开关的半导体开关，耦合至该半导体开关或变压器的用于测量初级 电流的电流测量电路，以及串联耦合到该次级绕组的用于对次级电 流进行整流的二极管。此外，该反激式转换器可以包括控制器，其 用于接收反馈电压、基准信号和经测量的初级电流并且被配置为根 据该反馈电压、基准信号和经测量的初级电流而生成针对该半导体 开关的控制信号。由此，该半导体开关周期性地接通和断开。

依据本发明的第一方面，该方法包括有规律地中断开关操作以 使得次级电流在该半导体开关断开时下降为零，并且在该次级电流 达到零的时刻对反馈电压进行采样，由此获得第一采样值。继续进 行开关操作并且在控制信号指示开关操作以接通半导体开关的时刻 对反馈电压进行采样，由此获得第二采样值。此外，在该半导体开 关已经接通的时刻对经测量的初级电流进行采样，由此获得第三采 样值。最后，根据第一、第二和第三采样值对基准信号进行调节。

另外，描述了一种用于控制反激式转换器的电子控制器设备。 根据本发明的另一个方面，该电子控制器设备包括接收反馈电压、 基准信号和经测量的初级电流的控制器并且被配置为根据该反馈电 压、基准信号和经测量的初级电流生成针对半导体开关的控制信号， 其中该半导体开关在CCM操作中周期性地接通和断开。该电子控制 器设备进一步包括补偿电路，其接收基准信号并且被配置为规律地 中断开关操作以使得次级电流在该半导体开关断开时下降为零。该 补偿电路进一步被配置为在次级电流达到零的时刻对反馈电压进行 采样，由此获得第一采样值。此外，该补偿电路被配置为继续开关 操作并且在控制信号指示将该半导体开关接通的时刻对反馈电压进 行采样由此获得第二采样值。该补偿电路进一步被配置为在半导体 开关已经接通的时刻对经测量的初级电流进行采样，由此获得第三 采样值。此外，根据在控制器下游的该第一、第二和第三采样值对 基准信号进行调节。

附图说明

参考以下附图和描述，本发明能够得到更好地理解。图中的部 件并不必依比例绘制，而是强调图示出本发明的原则。此外，在图 中，同样的附图标记指代相对应的部分。附图中：

图1图示了使用反激式转换器拓扑并且包括输出电压控制的开 关模式电源（SMPS）电路布置的基本结构；

图2更为详细地图示了图1的示例；

图3是总体上图示了反激式转换器的操作的时序图；

图4是图示依据本发明的一个实施例的反激式转换器的操作的 时序图；

图5更为详细地图示了图4的时序图的一部分；

图6图示了依据本发明一个示例的包括控制单元的反激式转换 器；以及

图7是图示由图2和6的电路所实现的方法的流程图。

具体实施方式

图1图示了依据本发明一个示例的开关模式电源（SMPS）电路 布置的基本结构。作为开关功率转换器，该电路布置包括反激式转 换器1，所述反激式转换器1包括通过变压器而电流隔离的初级侧和 次级侧，该变压器具有初级绕组L_P和次级绕组L_S（同样参见图2）。 初级绕组L_P具有N_P匝而次级绕组则具有N_S匝。

反激式转换器1的初级绕组L_P耦合至整流器5，所述整流器5 被配置为对例如由电网所提供的交流线路电压进行整流。

反激式转换器1的次级绕组L_S耦合至负载以便对其提供输出功 率，该负载即LED设备50。反激式转换器1进一步包括用于对流过 初级绕组L_P的电流（记为初级电流i_P）进行控制的功率半导体开关 T₁。也就是说，该半导体开关被配置为依据相应控制信号对初级电 流i_P进行接通和断开。该电路布置进一步包括电流感测单元15（初 级电流感测），其提供表示通过初级绕组L_P的初级电流i_P的电流感 测信号V_CS。电流感测单元15可以例如包括串联连接到初级绕组L_P的 分流电阻器（参见图2中的电阻器R_CS），并且跨该分流电阻器的电压 降表示初级电流i_P。该电路布置进一步包括生成控制信号V_G的控制单 元10，该控制信号V_G被提供至半导体开关T₁以便依据该控制信号V_G而使其接通和断开。例如，半导体开关T₁可以是MOS场效应晶体管 （MOSFET）。在这种情况下，控制信号V_G可以是施加于该MOS晶体 管的栅极电压或栅极电流。

总体上，控制电路10对反激式转换器1的开关操作进行控制。 在该示例中，控制单元10被配置为对反激式转换器1进行控制以使 得操作在准谐振（即，自振荡）模式。控制单元10可以进一步被配 置为将电流感测信号V_CS与基准信号进行比较。对半导体开关T₁的开 关状态进行控制的控制信号V_G被设置为在初级电流感测信号V_CS等 于或超过基准信号时断开初级电流i_P。在准谐振模式中，半导体开关 T₁例如在跨开关T₁的电压处于（局部）最小值时被接通。出于该目 的，该电路布置可以包括电压感测单元13以用于在开关断开时段直 接地或间接地对跨半导体开关的电压降进行监视以便允许检测该电 压处于最小值的时刻。因此，开关损耗和电磁发射得以被最小化。

图1的电路可以为（仅）具有初级侧控制的多模式开关功率转 换器。“初级侧控制”意味着控制单元10能够对输出电压进行调节 由此仅使用反激式转换器1中所包括的变压器的初级侧上可用的（经 测量的）信号。因此，不必在次级侧测量信号并且（经由电流隔离） 将信号向控制器进行传送。反馈回路中（通常在已知SMPS中由光 耦合器所提供的）附加的电流隔离因此并非是必要的。多模式意味 着控制单元10被配置为以不同模式进行操作，诸如高负载处的 CCM、中和低负载处的准谐振DCM以及非常低负载处的脉冲（burst） 模式。然而，该描述主要涉及控制单元10的CCM操作。用于在SMPS 中使用的多模式控制同样在本领域中是已知的并且因此在这里不再 进一步讨论。

图2更为详细地图示了图1的基本结构的一种示例性实施方式。 供应至负载50的输出电压由缓冲电容器C₁（输出电容器或C_OUT）所 提供，所述缓冲电容器C₁并联耦合至包括变压器的次级绕组L_S和反 激式二极管D₁的串联电路。能量在初级电流i_P被断开的时间间隔期 间从变压器的初级侧传递至次级侧。在同样的时间间隔期间，缓冲 电容器C₁经由反激式二极管D₁通过流过次级绕组L_S的所感应的电 流进行充电。

初级绕组L_P连接在提供经整流的线路电压V_IN的整流器5的输 出与控制流过初级绕组L_P的电流（初级电流i_P）的半导体开关T₁之 间。在该示例中，半导体开关T₁是耦合在初级绕组L_P和提供接地电 位GND1的接地端子之间的MOSFET。电流感测电阻器R_CS（也被 称作分流电阻器）可以连接在MOSFET T₁的源极端子和接地端子之 间从而使得跨电流感测电阻器R_CS的电压降V_CS表示初级电流i_P。应 当注意的是，电流感测电阻器R_CS仅是图1所示的电流感测单元15 的一种示例性实施方式。任意其它的已知电流测量方法和相关电路 也是可应用的。跨电流感测电阻器R_CS的电压降V_CS被作为电流感测 信号提供至控制单元10，所述控制单元10生成供应至半导体开关的 控制端子（即，MOSFET的情况下为栅极电极）以用于对其开关状 态进行控制的栅极信号V_G。

当半导体开关T₁接通时，初级电流i_P开始上升并且存储在初级 绕组L_P中的能量E增加。由于反激式二极管D₁在对初级绕组L_P的 电感进行“充电”的这一阶段期间是反向偏置的，所以初级绕组L_P-表现为单一的电感器并且存储在初级绕组中的能量E等于E= L_P·i_P²/2。当初级电流i_P被半导体开关T₁断开时，反激式二极管D₁变为 正向偏置并且能量E被传输至次级绕组L_S，由此从次级绕组L_S中所 感应的电压而导致的次级电流i_S对输出电容器C_OUT进行充电。根据 该时刻，控制单元10在半导体开关T₁接通和断开时的操作原则得以 被确定并且将在随后进行解释。然而，准谐振反激式转换器的设计 是本领域熟知的（参见，例如AN4146中Fairchild Semiconductor的 “Design Guidelines for Quasi-Resonant Converters Using FSCQ-series  Fairchild Power Switch”）。

为了检测初级电流接通的时刻，辅助绕组L_AUX（具有N_AUX匝） 可以磁性耦合至初级绕组L_P。辅助绕组L_AUX的第一端子耦合至接地 端子GND1，而辅助绕组L_AUX的第二端子可以经由电阻器R₁耦合至 控制单元10。实际上，跨辅助绕组L_AUX的电压的一部分经由电阻器 R₁以及与电阻器R₁串联耦合的另一电阻器R₂所组成的分压器而被 提供至控制单元10。该部分电压在图2中被记为V_FB。电阻器R₁和 R₂的串联电路并联耦合至辅助绕组L_AUX并且该分压器的中间分接头 连接至控制单元10。电阻器R₁和R₂连同辅助绕组L_AUX一起可以被 视为图1的总体示例中所图示的电压感测单元13。

辅助绕组L_AUX可以进一步被用于利用自举（bootstrap）供电电 路12向控制单元10提供供电电压V_CC。当初级电流i_P断开时，跨 辅助绕组L_AUX的电压上升而使得自举二极管D₂正向偏置并且因此 允许对自举电容器C₃进行充电。然而，这样的自举供电电路在该反 激式转换器中是已知的并且这里将不再进一步进行讨论。

反激式转换器能够以连续电流模式（CCM，其中次级电流不下 降为零）和非连续电流模式（DCM，其中次级电流下降为零并且在 有限时间内保持为零）进行操作。DCM的特殊情况是DCM和CCM 之间的极限情形（即，CCM和DCM之间的变换）并且有时被称作 临界点导通模式（CrCM，其中次级电流仅在非常短的时间内下降为 零）。以DCM和CCM控制反激式转换器的基本原则在本领域是公 知的并且因此将不在此更为详细地进行解释（参见，例如J.I. Castillejo,M.García-Sanz的“Robust Control of an Ideal DCM/CCM  Flyback Converter”，Proc.of the10th Mediterranean Conference on Control  and Automation(MED2002)，里斯本，葡萄牙，2002年7月9-12日）。 为了控制功率转换器的输出电压V_OUT或输出电流，（分别表示输出 电压或电流的）相应反馈信号可以被送回至控制单元10。为了提供 适当的电流隔离，通常在反馈回路中使用光耦合器。为了简化整体 的开关模式电源（SMPS）电路，已经发展出了所谓的“初级侧控制” 概念，根据这一概念，使用单独在反激式转换器的初级侧上完成的 测量结果对所要调节的输出电压进行估算。尤其是，可以从经测量 的初级电流i_P以及从辅助绕组L_AUX获得的反馈电压V_FB的值观察 （即，估算）次级电流i_S和输出电压V_OUT。

图3图示了跨辅助绕组L_AUX的电压V_AUX和初级电流i_P以及次级 电流i_S的时序图。图3的左侧图示出了以非连续电流模式（DCM） 操作的SMPS，而图3的右侧图则示出了以连续电流模式（CCM） 进行操作的SMPS。以下更为详细地讨论该时序图。在图3的左侧图 中，时刻t₁和时刻t₅（当半导体开关T₁在其已经在时刻t₂被断开之 后接通时）之间的波形在以DCM操作期间被连续地重复。在时刻t₁， 该半导体开关被接通并且初级电流i_P开始逐渐上升直至在时刻t₂达到最 大电流，此时半导体开关T₁再次被断开。作为结果，初级电流i_P快速 下降为零，而次级电流（几乎立即）上升至其最大值并且随后逐渐下降 直至在时刻t₄达到零安培。当半导体开关T₁在时刻t₁和t₂之间处于其 接通状态时（即，被接通），跨辅助绕组的电压V_AUX几乎为零。当半 导体开关T₁在时刻t₂被断开时，电压V_AUX急剧上升至最大电压。在时 刻t₂和t₃之间（即，在安定期间）可以观察到电压V_AUX的一些瞬时振 荡（ringing），并且在t₃和t₄（当次级电流已经下降为零时）之间，电 压V_AUX下降至值V_OUTN_AUX/N_S，也就是

V_OUT(t₄)=V_AUX·N_S/N_AUX(在DCM中)（1）

等式（1）仅对于DCM有效，其中时刻t₄是次级电流下降为零的 时刻。在时刻t₄与t₅之间的时间间隔期间，电压V_AUX再次瞬时振荡， 并且当操作在准谐振模式时，半导体开关T₁在电压V_AUX达到（局部） 最小值时再次接通，这在该示例中是时刻t₅。在时间t₅处，该循环重新 开始。

如图3的右侧图所示，当操作在CCM时情形稍有不同。由于次级 电流i_S绝不会下降为零，所以跨反激式二极管D₁的正向电压V_D以及由 于次级绕组L_S的（欧姆）电阻所导致的电压V_T加上之前所提到的等式 （1）中的输出电压V_OUT。也就是说，在时刻t₄（半导体开关再次接通 时），电压V_AUX可以等于：

V_AUX(t₄)=(V_OUT+V_T+V_D)·N_AUX/N_S(在CCM中)（2）

图3的左侧图（DCM）和右侧图（CCM）的波形实质上相同， 只除了半导体开关在次级电流i_S下降至零之前再次接通之外。

因此，（假设）当使用等式（1）从经测量的电压V_AUX计算输 出电压V_OUT时，（通过将等式（1）和（2）合并）实际输出电压 V_OUT和估算V_AUX·N_S/N_AUX之间的差异等于：

V_AUX(t₄)·N_S/N_AUX-V_OUT(t₄)=(V_T+V_D)（3）

其等效于：

V_AUX(t₄)-V_OUT(t₄)·N_AUX/N_S=(V_T+V_D)N_AUX/N_S（4）

等式（4）不仅在时刻t₄是有效的，而且在图示出CCM操作的 图3右侧图中的时间t₃和t₄之间的整个时间间隔期间都是有效的。 就此而言，应当注意的是，V_T和V_D的实际值也是随时间变化的。因 此，依据等式（1）估算输出电压V_OUT的简单控制单元实际上将使得 输出电压低于预期V_T+V_D。此外，等式（4）的差别着重取决于实 际输出电流以及温度、二极管特性和PCB布局。因此，在使用初级 侧控制时难以进行精确的输出电压调节。

一种可选方案是使用恒定电压偏移以便于对所提到的（随时间 变化的）偏移V_T+V_D进行补偿。然而，这仅是针对具体的二极管特 性、具体PCB布局并且在非常窄的温度范围和输出电流范围内解决 了以上所提到的问题。显然，更为成熟的方式将是非常有用的。

如以上所讨论的，在辅助绕组L_AUX处可观察的电压V_AUX和实际 输出电压V_OUT之间的比例不足的问题仅在连续电流模式（CCM，见 图3的右侧图）期间出现。因此，根据本发明的一个方面，控制单 元10被配置为在接通初级电流i_P之前（在CCM操作期间）插入一个 开关周期，在该开关周期中允许次级电流i_S下降为零。换句话说，在 CCM操作期间插入至少一个DCM或CrCM开关周期。

在CCM操作期间插入单个DCM开关周期对于输出电压仅具有微 不足道的影响，但是允许在反激式转换器的初级侧能够进行输出电压和 电流的精确测量。以上所提到的一般性概念以下参考图4进行更为详细 的讨论。图4的图（a）示出了插入（较长的）DCM周期，而图（b） 则示出了最小长度的短的DCM周期，即CrCM周期。对于进一步的讨 论，应当注意的是，图3中的时刻t₀至t₅并不与图4中的时刻t₀至t₅相 对应。

对于次级电流i_S达到零时的时刻t₅之前的时间而言，图4的图 （a）和（b）是相同的。对于时刻t₄之前的时间，两幅图都示出了 如图3的右侧图中已经图示过的处于连续电流模式（CCD）的开关 操作。图4的两幅图都图示了施加于半导体开关T₁的控制信号V_G（顶部波形）。在该示例中，控制信号V_G是栅极电压并且半导体开 关T₁是MOS晶体管。此外，图示了辅助绕组L_AUX处的对应电压V_AUX（中间波形）以及所引起的初级电流和次级电流i_P和i_S（底部波形）。 在时刻t₁，栅极电压V_G从低水平切换至高水平，由此激活MOS晶 体管T₁（即，将其接通）。作为结果，次级电流i_S几乎立即下降为 零（因为反激式二极管D₁现在是反向偏置）而初级电流i_P则急剧上 升至初始值。

在时刻t₁’，次级电流i_S为零并且初级电流i_P处于其初始值。在时 刻t₁’之后，初级电流进一步上升直至在栅极电压V_G被再次重置为低水 平因此对MOS晶体管T₁接触激活（即，将其断开）的时刻t₂达到其（预 定义）最大值。在从t₁至t₂的时间间隔期间，电压V_AUX大约为 -V_IN·N_AUX/N_P。当晶体管T₁在时刻t₂被接触激活时，初级电流i_P几乎立 即下降为零（因为晶体管T₁现在处于其截止状态），而次级电流i_S则 急剧上升至初始值。

在时刻t₂’，初级电流i_P为零而次级电流i_S则处于其初始值。在时刻 t₂’之后，次级电流几乎恒定地下降直至其在栅极电压V_G被再次设置为 高水平因此以与时刻t₁相同的方式重新激活MOS晶体管T₁的时刻t₃达 到其最小值，并且循环再次开始。在从t₂’到t₃的时间间隔期间，电压 V_AUX（在安定时间期间的短暂瞬时振荡之后）从最大值下降至时刻t₃的最小值V_AUX(t₃)=(V_T+V_D+V_OUT)·N_AUX/N_S（参见等式（2）），该值高 于“理想”值V_OUT·N_AUX/N_S（参见等式（1））。在CCM期间，开关频 率f_SW是固定的，因此时间间隔t₃-t₁对应于开关周期f_SW^-1。

在时刻t₃和t₄之间，信号具有与时刻t₁和t₂之间（当半导体开关 T₁接通时）相同的波形。在时刻t₄，半导体开关T₁被断开而因此使 得流过初级绕组L_P的初级电流中断并且使得次级电流开始流过次级 绕组L_S。在时刻t₄和t₄’之间，以与t₂和t₂’之间的时间间隔中相同的方 式，初级电流i_P下降至零并且次级电流i_S急剧上升至其初始值。然 而，与其中半导体开关T1断开的先前时间段不同，次级电流现在被 允许（以基本上恒定的速率）连续下降直至其在时刻t₅达到零。在 从t₄’到t₅的时间间隔期间，电压V_AUX（在安定时间期间的短暂瞬时振 荡之后）从最大值下降至时刻t₅的最小值V_AUX(t₅)=(V_OUT)·N_AUX/N_S。由 于次级电流i_S被允许下降为零，则t₃至t₆之间的周期（即，在半导体开 关被重新激活时）为（单个）DCM周期，而之前的周期（例如，t₁和 t₃之间）和后续周期为CCM周期，次级电流i_P在其间并不下降为零。 从时刻t₆开始，初级电流i_P开始从零连续增大至其最大值并且CCM操 作继续进行。

图4的示图（a）和示图（b）之间仅有的差异在于初级电流和次级 电流i_P和i_S在其间分别为零的t₅和t₆之间的持续时间。在该时间段内， 电压V_AUX振荡并且在振荡的局部最小值（也被称作“谷点”）选择开 关时间t₆。当在这样的局部最小值处进行开关时，反激式转换器操作在 “准谐振”模式。这样的准谐振开关在本领域是已知的（参见，例如 Infineon Technologies Asia Pacific的“Determine the Switching Frequency  of Quasi-Resonant Flyback Converters Designed with ICE2QS01”， Application Note AN-ICE2QS01,2011年8月15日）并且因此不再这里 进一步讨论。从图4能够看出，当在CCM操作期间插入单个DCM周 期时，电压V_AUX与在次级电流达到零的时刻（图4中的t₅）的输出电 压V_OUT成正比（比例因数为匝数比N_S/N_AUX）。因此，插入DCM周期 允许通过监视跨与次级侧电流隔离的辅助绕组L_AUX的电压V_AUX而进行 精确的输出电压测量而无需光耦合器。

从图4中的示图以及等式（1）至（4）能够得出结论，由于二 极管（见图3，二极管D1的）正向电压V_D所导致的偏置电压V_T+V_D以及由于次级侧的总体线路电阻所导致的电压V_T等于：

(V_AUX(t₈)–V_AUX(t₅))·N_S/N_AUX=V_T+V_D=V_OFFSET（5）

其中时刻t₈恰好是控制信号V_G（即，栅极电压）从低变为高的时刻， 即正好在接通半导体开关T₁之前。应当注意的是，V_AUX(t₈)可以在任 意CCM周期中进行测量，其中如图4（两幅图）中所示，V_AUX(t₁)=V_AUX(t₃) =V_AUX(t₈)。时刻t₅恰好是次级电流i_S在DCM周期中下降至零的时刻。 应当注意的是，V_AUX(t₅)可以在任意DCM周期中进行测量，然而，图4 的每个图中仅图示了单个DCM周期。从等式（5）能够得出结论，偏置 电压V_OFFSET从不同时刻t₅和t₈的电压V_AUX的测量结果可得出，其中如 所提到的，t₅表示DCM周期期间次级电流达到零的任意时刻而t₈则表 示CCM周期期间在半导体开关T₁正好被接通之前的任意时刻。为了依 据等式（5）确定偏置电压V_OFFSET，如何检测时刻t₅（即，次级电流i_S达到零时）的问题仍然存在。

时刻t₅可以被估算为t₅=t₆-N_ZCD·π·sqrt(L_p·C_T1ds)，其中L_p是变压器 初级电感，C_T1ds是跨T₁漏极和源极管脚的等效电容，N_ZCD是在准谐 振开关过零点之前所经过的振荡半周期的数目，例如对于图4a而言 N_ZCD=3，对于图4b而言N_ZCD=1。N_ZCD也将是奇数（还参见图3）。 准谐振开关在本领域是已知的（参见，例如Infineon Technologies Asia  Pacific的“Determine the Switching Frequency of Quasi-Resonant Flyback  Converters Designed with ICE2QS01”，Application Note AN-ICE2QS01, 2011年8月15日）并且因此不在这里进一步讨论。为了获得样本值 V_AUX(t₅)，可以在时刻t₄和t₆之间对电压V_AUX进行连续地采样和存储。 随后，在时刻t₆，可以从存储器取得针对时刻t₅的样本值。提供延迟 N_ZCD·π·sqrt(L_p·C_T1ds)的延迟线路也能够被用来将针对电压V_AUX的当前采 样值进行延迟，从而在时刻t₆，在延迟线路输出处针对时刻t₅的采样值 仍然是可获得的。

对于下文，假设偏置电压V_T+V_D能够被计算为：

V_OFFSET=V_T+V_D=p·i_S(t₈)（6）

其中因数p可以随时间变化。该偏置量在辅助绕组L_AUX处表现为：

V_COMP=V_OFFSET·N_AUX/N_S=(V_T+V_D)·N_AUX/N_S=p·i_S(t₈)·N_AUX/N_S（7）

由于次级电流i_S并非直接测量（记住，次级侧的测量要被避免 以保持电流隔离），所以必须从使用电流感测电阻器R_CS（见图2） 或者一般地初级电流感测单元15（见图1）所实现的初级电流测量 结果得出次级电流。在CCM操作期间，次级电流i_S能够使用以下等 式而从初级电流i_P得出：

i_S(t₈)=i_P(t₈’)·N_P/N_S（8）

其中时刻t₈表示CCM周期期间半导体开关T₁开始接通（即，控制 信号V_G从低水平变为高水平）的任意时间，并且时刻t₈’表示CCM 周期期间所引起的初级电流i_P已经上升至其初始值的任意时间。将等 式（6）与（8）合并得出：

V_OFFSET=V_T+V_D=p·i_S(t₈)=p·(N_P/N_S)·i_P(t₈’)=k·i_P(t₈’)（9）

也就是说，偏置电压V_T+V_D能够从半导体开关T₁已经接通时的 初级电流进行计算。该偏置量在辅助绕组L_AUX处表现为：

V_COMP=V_OFFSET·N_AUX/N_S=(V_T+V_D)·N_AUX/N_S=k·i_p(t₈’)·N_AUX/N_S（10）

比例因数k可以通过在CCM周期中的时刻t₈以及DCM周期（见 图4）中的时刻t₅测量电压V_AUX而规律地得以确定。将等式（9）与 05）合并得出：

k=(V_T+V_D)/i_p(t₈’)=(V_AUX(t₈)–V_AUX(t₅))·(N_S/N_AUX)/i_P(t₈’)（11）

为了依据等式（11）确定比例因数k，必须在处于半导体开关T₁（见 图1）恰好激活之后的时刻对初级电流进行采样（进行测量）。恰好在 半导体开关T₁接通之后出现的初级电流i_P的振荡可能会使得经测量的 电流值退化。这种情形在图5中进行了图示。在时刻t_A（其对应于图4 中的t₁、t₃和t₈）进行的电流测量由于该振荡而并不可靠。然而，在振 荡（其是瞬时现象）已经衰减之后，初级电流i_P线性上升，这允许在 时刻t_A进行初级电流i_P(t_A)的推断。假设在振荡已经衰减之后对另外的 电流值i_P(t_B)和i_P(t_C)进行采样，则时刻t_A的电流i_P(t_A)可以计算为：

对于t_B=(t_A+t_C)/2i_P(t_A)=2·i_P(t_B)-i_P(t_C)（12）

也就是说，采样时间t_B处于采样时间t_A和t_C的中间。图5中图示了这 种情形。

图6中图示了表示对反激式转换器的开关操作进行控制的控制单元 10（见图1和2）的内部设计的示例性电路。所图示的实施例还用于实 现不需要来自次级侧的反馈信号的反激式转换器的CCM操作期间的精 密输出电压调节（即，初级侧控制）。控制单元10接收在辅助绕组L_AUX处分接的电压V_AUX的R₂/(R₁+R₂)一部分作为反馈电压V_FB，并且接收带 有在电流感测电阻器R_CS处分接的电流感测信号V_S，上述电流感测电阻 器R_CS串联耦合至半导体开关T₁和初级绕组L_P。此外，控制单元10被 配置为提供针对半导体开关T₁的控制信号V_G，即在MOSFET情况下的 合适的栅极电压或栅极电流。

该控制单元包括电压模式或电流模式控制器101，其被提供以表示 初级电流i_P、反馈电压V_FB和（校正）基准电压V_CREF的信号V_S。电流 模式控制器101被配置为从这些输入信号V_S、V_FB和V_CREF生成二进制 信号，其中该二进制信号被变换为适于将半导体开关T₁接通和断开的 控制信号V_G。电压模式或电流模式控制器101的设计和操作同样在本 领域是已知的并且在此不再进一步讨论。

经校正的基准信号V_CREF从基准信号V_REF（其可以是恒定电压）所 得出，所述基准信号V_REF能够被视为针对输出电压控制的设置点。为 了在连续电流模式（CCM）中依据等式（1）测量输出电压V_OUT时对系 统误差进行补偿，通过依据等式（10）增加偏置量而对基准信号V_REF进行“校正”。也就是说，能够依据以下等式确定经校正（经调节）的 基准信号V_CREF：

V_CREF=V_REF+V_COMP=V_REF+k·i_p(t₈’)·N_AUX/N_S（13）

其中因数k在如以上参考图4所讨论的所插入的DCM周期期间依据等 式（11）来确定。时刻t₅、t₈和t₈’为图4中所示出的那些时刻，其中时 刻t₅表示任意DCM周期中次级电流达到零的时刻，t₈表示任意CCM周 期中半导体开关T₁开始接通初级电流i_P的时刻，而t₈’则表示任意CCM 周期中半导体开关T₁已经完成接通初级电流i_P的开关过程的时刻。时 刻t₈能够在控制信号V_G从低水平变为高水平的时刻（即，在栅极电压 V_G的上升沿）被检测到，而t₈’则能够在电压V_AUX（并且因此反馈电压 V_FB）下降至-V_IN·N_AUX/N_P的时刻（即，在反馈电压V_FB的下降沿）被检 测到。

计时器电路102（计时器）对在CCM操作期间插入DCM周期以及 在不同时间处对电压V_AUX和初级电流i_P（即，测量信号V_S的）采样进 行协调。此外，计时器102触发DCM周期的插入并且控制四个开关S₁、 S₂、S₃和S₄。反馈信号经由开关S₄连接至电流模式控制器101。开关 S₃允许在DCM周期内的时刻t₅对反馈电压V_FB（其是电压V_AUX的缩放 版本）进行采样。开关S₂允许在每个CCM周期内的时刻t₈对反馈电压 V_FB进行采样，并且开关S₁允许对初级电流（即，电流感测信号V_S的） 进行采样。反馈电压的缩放因数R₂/(R₁+R₂)可以在后续信号处理中加以 考虑。实际上，可以省略分压器R₁、R₂而使得V_FB=V_AUX。

开关S₄在CCM操作期间被关闭并且被规律地（周期性地或不时地） 打开，这触发了DCM周期的插入，因为被电流模式控制器101所“看 到”的反馈电压V_FB在开关S₄打开时为零。在时刻t₅、t₈和t₈’，V_FB和V_S的采样值被存储在分别与开关S₃、S₂和S₁相耦合的寄存器D3、 D2、D1中。同样，开关S₁至S₃和寄存器D₁至D₃作为采样和保持电路 来操作，其中每个采样和保持电路由一对开关和寄存器所形成，并且相 应开关由计时器单元102所控制。在每个DCM周期中，算术和逻辑单 元（ALU）103取得寄存器值并且依据等式（11）来针对因数k计算更 新值。随后，在每个周期中，针对初级电流i_P的更新值被采样，并且 可以依据等式（13）计算电压V_COMP和V_CREF。

ALU103、开关S₁至S₃、计时器单元102以及寄存器D3、D2、D1 能够被视为被配置为根据寄存器D3、D2、D1中所存储的第一、第二和 第三采样值而对基准电压V_REF进行调节的补偿电路的一部分。该调节 在电流模式控制器101的上游完成，从而电流模式控制器101接收经调 节的基准电压V_CREF。

以下对这里所描述的SMPS电路的功能进行概括。应当注意的是， 这并非是重要特征的穷举性概括。相反，重点在于强调该设备的基本功 能。以上已经关于图1、2和6所示的电路图以及图3、4和5所示的时 序图对细节进行了讨论。

反激式转换器电路包括变压器，所述变压器具有初级绕组L_P、次 级绕组L_S和辅助绕组L_AUX。在操作中，该初级绕组L_P承载初级电流 i_P，该次级绕组承载次级电流i_S，并且该辅助绕组提供反馈电压V_FB。 该反激式转换器电路包括串联耦合至该初级绕组的半导体开关T₁以 用于依据控制信号V_G对初级电流i_P进行接通和断开。电流测量电路 耦合至该半导体开关T₁或变压器以用于对初级电流i_P（电流感测信 号V_CS）进行测量，以及二极管D₁串联耦合到该次级绕组L_S以用于 对次级电流i_S进行整流。此外，该反激式转换器电路包括控制单元 10，所述控制单元10接收反馈电压V_FB、基准信号V_CREF和经测量的 初级电流V_CS。通常，控制单元10被配置为（仅）根据该反馈电压 V_FB、基准信号V_CREF和经测量的初级电流i_P（即，电流感测信号V_CS） 而生成针对该半导体开关T₁的控制信号V_G。

在CCM操作期间，半导体开关T₁被周期性地接通和断开（图7 中的步骤71）。用于控制反激式转换器电路的方法包括（例如，规律地、 不时地）中断CCM开关操作从而使得次级电流i_S被允许在半导体开关 T_S断开同时下降为零（图7中的步骤72）。该步骤也可以被视为“插 入”单个DCM开关周期。随后，在次级电流i_S达到零的时刻（见图4， 时刻t₅）对反馈电压V_FB进行采样（第一采样值）（图7的步骤73）。 随后继续该开关操作。例如，半导体开关T₁可以在跨开关T₁的电压达 到最小值时被接通。这是图4所示的准谐振接通条件（见图4，时刻t₆）。 此刻，继续CCM操作（图7中的步骤74）。该方法进一步包括在控制 信号V_G指示将半导体开关T₁接通（即，V_G从低水平变为高水平）的时 刻（见图4，时刻t₈）对反馈电压V_FB进行采样（第二采样值，图7的 步骤75）。

此外，在半导体开关T₁已经被接通时刻（见图4，时刻t₈’）对电流 感测信号V_CS进行采样（第三采样值，图7中的步骤76）。该时刻t₈’ 可以在电压V_AUX已经达到如图4a所示的最小水平–V_IN(N_AUX/N_P)的时刻 被检测到，而时刻t₈则可以在驱动信号V_G从低水平上升至高水平以接 通晶体管T₁的时刻被检测到。在获得了如以上所讨论的三个采样值的 情况下，根据第一、第二和第三采样值对基准信号V_CREF进行调节（图 7中的步骤77）。在图6中也可以看到该调节，其中外部供应的基准信 号V_REF与“补偿信号”V_COMP相叠加以获得经补偿的基准信号V_CREF。

虽然已经公开了本发明的各个示例性实施例，但是对于本领域技术 人员将会明显的是，能够进行实现本发明的一些优势的各种变化和修改 而不背离本发明的精神和范围。对于本领域技术人员将会明显的是，实 现相同功能的其它部件可以被适当替换。应当提到的是，尽管并未被明 确提及，但是关于具体附图所解释的特征可以与其它附图的特征相结 合。另外，本发明的方法可以使用适当处理器指令以全软件实施方式来 实现，或者利用硬件逻辑和软件逻辑的结合的混合实施方式来实现相同 结果。这样的针对发明概念的修改旨在被所附权利要求书所覆盖。