一种基于空时频编码及被动时反接收的水声MIMO通信方法

摘要

本发明公开了一种基于空时频编码及被动时反接收的水声MIMO通信方法，包括以下步骤：一、在水声MIMO通信系统的发射端，对信源数据流采用新的空时频编码进行调制；二、对发射信号帧结构进行设计；三、对接收信号进行多阵元被动相轭时反处理，同时恢复各发射阵元所发信息。本发明的优点是：由于在发射端采用了一种新的空时频编码调制技术，其可完全消除接收信号中的同信道干扰，因此不但能有效改善接收端的解码性能，同时也为在水声MIMO通信系统中应用时反技术进行接收扫清了障碍。在此基础上，在接收端采用不含可调参数的多阵元被动时反技术，来有效抑制多径扩展引起的码间干扰，同时提高接收端信噪比，因而可使系统的稳健性及解码性能获得显著改善。

说明书

技术领域

本发明属于水声通信技术领域，具体涉及一种稳健高速的水声通信方法。

背景技术

作为一种灵活有效的水下信息无线传输手段，水声通信无论在军事还是民用领域都有着 广阔的应用前景。尤其是近年来，随着海洋开发和信息产业的快速发展，人们对高速水声通 信的需求变得日益迫切。但由于水声信道是十分复杂的时空频变随机多径信道，存在带宽窄、 噪声高、起伏大等诸多不利因素，使得在水下实现高速可靠通信变得尤为艰难，由此也导致 水声通信所能达到的通信速率水平一直远远滞后于空间无线通信。

带宽资源匮乏和严重的多途干扰是限制水声通信速率提高的两大主要因素。为提高带宽 利用率，水声通信的研究重点已由非相干通信转向相干通信。目前较为成熟的相干通信技术 是单载波自适应均衡技术。虽然相比于非相干通信，该技术的带宽效率已有较大提高，但由 于在发射端仅采用单个换能器发送信号，其效率提高毕竟有限。而作为水声通信领域的一项 最新技术，在发射端和接收端同时采用多个阵元进行多发多收的水声MIMO（Multiple-Input  Multiple-Output，多输入多输出）通信技术，通过充分开发空间资源，可使系统带宽效率获得 成倍提高，因而被视为最具发展潜力的高速水声通信技术。

为实现更高的传输速率，水声MIMO通信系统通常在发射端采用分层空时编码进行调制， 该编码技术的优点是具有极高的带宽效率，其效率可随发射阵元个数增加而呈线性增加。其 缺点是由于在接收信号中同时存在有码间干扰和同信道干扰，因而其解码性能往往不够理想。 基于分层空时编码的水声MIMO通信系统的传统接收技术为自适应空时均衡技术，该技术的 缺点是含有两个用户可调参数，而且算法对两参数的选择非常敏感，参数稍有偏差，极易导 致均衡失败。

发明内容

本发明的目的正是要克服上述技术的不足，而提供一种发射端基于新的空时频编码调制、 接收端基于多阵元被动相轭时反处理的稳健高速的水声MIMO通信方法。与现有一些基于分 层空时编码或分组空时编码的水声MIMO通信方法不同，这种方法由于在发射端采用了一种 新的空时频编码调制技术，其在分层空时编码的基础上进一步引入频域编码，将不同发射阵 元所发送信号分别调制到彼此正交且相互交叠的不同载波上，可有效消除接收端的同信道干 扰。在此基础上，采用不含可调参数的多阵元被动时反技术，来有效抑制多径扩展引起的码 间干扰，同时提高接收端信噪比，因而可使系统的稳健性及解码性能获得显著改善。

本发明解决其技术问题采用的技术方案：这种基于空时频编码及被动时反接收的水声 MIMO通信方法，具体包括如下步骤：

步骤一：在水声MIMO通信系统的发射端，对信源数据流采用新的空时频编码进行调制， 即对于具有N（N≥2）个发射阵元的水声MIMO通信系统，首先利用串并转换将信源数据流 按发射阵元个数分割为N个子数据流，然后将各子数据流分别调制到彼此正交且相互交叠的 N个子载波上，再分别通过各发射阵元同时并行发送出去，假设各阵元发射信号的载波频率 分别为f₁,…,f_N，码元周期为T，要使N个子载波彼此正交，需满足

同时为保证系统具有较高的带宽效率，相邻子载波的频率间隔需满足

$f_{j+1}-f_j=\frac{1}{T}$

步骤二：对发射信号的帧结构进行设计，具体为：每个发射阵元的待发送信号均包含帧 头、空闲时间段、帧体三部分；帧头由一段发射端和接收端都已知的线性调频信号组成，其 既可用于帧同步，又可作为被动时反处理的探针信号，以保证不降低数据传输效率；对于具 有N个发射阵元的水声MIMO通信系统，每个阵元发射的非帧体信号部分，划分为N个探 针时隙和N个空闲时隙，其中空闲时隙的长度大于信道时延扩展；不同阵元发送的帧头信号 彼此不同，且其频带范围覆盖其后帧体信号的全部频带，同时作为被动时反处理的探针信号， 为实现信道响应估计的功能，因此各阵元发送的帧头信号在时间上要保证彼此互不重叠，即 在每个阵元发射探针信号时，其他阵元都不发送任何信号，以保证在接收端收到的探针信号 不存在同信道干扰；每个帧头信号后面都有一段保护间隔，以消除多途对后发射的帧头或帧 体信号的影响；

步骤三：对接收信号进行多阵元被动相轭时反处理，同时恢复各发射阵元所发信息，具 体为：对于具有N(N≥2)个发射阵元和M(M>N)个接收阵元的水声MIMO通信系统，为恢复 第i个发射阵元发射的信号s_i(t)，1≤i≤N，可将每个接收阵元接收到的帧体信号r_sj(t)，1≤j≤M， 与第i个发射阵元发射的探针（帧头）信号p_i(t)做卷积运算，然后再与该接收阵元在第i个 探针时隙接收到的探针信号的时间反转r_pj(-t)做卷积运算，最后将所有M个阵元通道的卷积 运算结果相加，得到

$z_{\mathrm{si}}\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}{r}_{\mathrm{sj}}\left(t\right)\otimes p_i\left(t\right)\otimes r_{\mathrm{pj}}(-t)$

最后再对z_si(t)进行相干解调，即可有效恢复第i个发射阵元发射的信号s_i(t)。

本发明有益的效果是：该方法由于在发射端采用了一种新的空时频编码调制技术，其可 完全消除接收信号中的同信道干扰，从而不但能有效改善接收端的解码性能，同时也为在水 声MIMO通信系统中应用时反技术进行接收扫清了障碍。作为一种有效的码间干扰抑制技术， 多阵元被动相轭时反处理，可在无需任何环境先验知识的情况下实现信道的自适应匹配，且 不含可调参数，因而在水声MIMO通信系统中采用该技术进行接收，可使系统的稳健性获得 显著提高。

附图说明：

图1是基于新的空时频编码调制及被动时反接收的水声MIMO通信系统示意图；

图2是第i个发射阵元发射信号帧结构示意图；

图3是基于时反处理的水声MIMO通信系统发射信号及接收信号帧结构示意图；

图4是仿真实验中1#发射阵元发射信号解码星座图；

图5是仿真实验中2#发射阵元发射信号解码星座图；

图6是湖上试验中1#发射阵元发射信号解码星座图；

图7是湖上试验中2#发射阵元发射信号解码星座图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明：

在本发明的一个实施例中，用以实现水下高速通信的水声MIMO通信系统包含N（N≥2） 个发射阵元和M（M＞N）个接收阵元。为获得理想的通信性能，发射阵阵元间距要求尽可能 小，接收阵阵元间距则要尽可能大。在系统发射端，各阵元发射信号采用新的空时频编码技 术进行调制。该编码技术在经典的贝尔实验室垂直分层空时(VBLAST)编码的基础上进一步引 入频域编码，将各发射阵元所发送信号分别调制到彼此正交的子载波上，不但可使系统获得 频率分集增益，还可在接收端完全消除同信道干扰。其具体实现方法是首先利用串并转换将 信源数据流按发射阵元个数分割为N个子数据流，然后将其分别调制到彼此正交且相互交叠 的N个子载波上，再通过各发射阵元同时并行发送出去。设各阵元发射信号的载波频率分别 为f₁,…,f_N，码元周期为T，要使N个子载波彼此正交，需满足

由于各子载波满足式(1)，因此在对第j层子数据流进行相干解调时将不再含有其他子载波的 干扰。

而为满足式(1)给出的正交条件，相邻子载波的频率间隔需满足

$f_{j+1}-f_j=\frac{1}{T}---\left(2\right)$

其中k为正整数。由于水声信道带宽资源极为匮乏，因此，为获得较高的带宽效率，在水声 MIMO通信系统中应取k＝1。

多路径扩展引起的码间干扰是导致水声通信产生误码的主要因素之一。多阵元被动相轭 时反技术可有效抑制码间干扰，在无需任何环境先验知识的情况下实现信道的自适应匹配， 但对同信道干扰却无能为力。因此对于单输入多输出（SIMO）高速水声通信系统，采用该技 术可有效补偿信道失真，从而获得良好的接收性能。而对基于VBLAST编码调制的水声MIMO 通信系统，由于在其接收信号中还存在难以克服的同信道干扰，因此将无法依靠该技术来实 现系统的有效解调。而通过采用新的空时频编码调制技术，由于可在接收端完全消除各子载 波间的同信道干扰，这样就为在水声MIMO通信系统中采用被动时反技术进行接收扫清了障 碍。

采用被动时反技术进行接收时，需在发射有效信息前先发送一段探针信号，用以探测信 道响应。该探针信号通常采用线性调频信号生成，同时其可作为帧头信号实现帧同步的功能， 从而不至于降低数据的传输效率。在基于新的空时频编码调制的水声MIMO通信系统中，为 准确探测各发射阵元到接收端的信道响应，不同阵元所发探针信号的频带范围应该能够覆盖 其后有效信号的全部频带，且在时间上应保证彼此互不重叠，即在每个阵元发射探针信号时， 其他阵元都不发送任何信号，以保证在接收端收到的探针信号不存在同信道干扰。因此要对 发射信号的帧结构进行合理设计。第i个发射阵元发射信号帧结构如图2所示。每个阵元的 发射信号帧均包含帧头、空闲时间段（作为保护间隔不发送任何信号）、帧体三部分。其中 帧体部分是经过新的空时频编码调制后的数据。非帧体信号部分均被划分为N个探针时隙和 N个空闲时隙，其中空闲时隙的长度要大于信道时延扩展。不同发射阵元发射的探针信号需 占据不同的探针时隙，同时其后要有足够长的空闲时隙，以消除多途对后发射的帧头或帧体 信号的影响。

发射信号采用上述方法进行组帧发射后，即可在接收端采用多阵元被动相轭时反处理技 术进行接收。基于多阵元被动相轭时反处理的水声MIMO通信系统发射信号及接收信号帧结 构示意图如图3所示。设第i个发射阵元发射的帧体信号为s_i(t)，第i个发射阵元到第j个接 收阵元间的信道响应为h_ij(t)，第j个接收阵元收到的帧体信号为r_sj(t)，则：

$r_{\mathrm{sj}}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{h}_{\mathrm{ij}}\left(t\right)\otimes s_i\left(t\right)---\left(3\right)$

式中代表卷积运算符。

设第i个发射阵元在第i个探针时隙发射的探针信号为p_i(t)，第j个接收阵元在第i个探 针时隙收到的探针信号为r_pj(t)，则：

$r_{\mathrm{pj}}\left(t\right)=h_{\mathrm{ij}}\left(t\right)\otimes p_i\left(t\right)---\left(4\right)$

为恢复第i个发射阵元发射的帧体信号s_i(t)，将每个接收阵元接收到的帧体信号与第i个 发射阵元发射的探针信号p_i(t)做卷积运算，然后再与该阵元在第i个探针时隙接收到的探针 信号的时间反转r_pj(-t)做卷积运算，最后将所有M个阵元通道的卷积运算结果相加，得到：

$\left(\begin{array}{c}{z}_{\mathrm{si}}\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}{r}_{\mathrm{sj}}\left(t\right)\otimes p_i\left(t\right)\otimes r_{\mathrm{pj}}(-t)=\underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}\left[\right[\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{h}_{\mathrm{ij}}\left(t\right)\otimes s_i\left(t\right)]\otimes p_i\left(t\right)\otimes [h_{\mathrm{ij}}(-t)\otimes p_i(-t)\left]\right]\\ =\underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}[s_i\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{ij}}\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{ij}}(-t)\otimes p_i\left(t\right)\otimes p_i(-t)+\underset{k=1,k\ne i}{\overset{N}{\Sigma }}{s}_k\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{kj}}\left(t\right)\otimes p_i\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{ij}}(-t)\otimes p_i(-t)]\\ =s_i\left(t\right)\otimes Q_i\left(t\right)\otimes p_i\left(t\right)\otimes p_i(-t)+\underset{k=1,k\ne i}{\overset{N}{\Sigma }}{s}_k\left(t\right)\otimes [\underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_{\mathrm{kj}}\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{ij}}(-t)]\otimes p_i\left(t\right)\otimes p_i(-t)\end{array}\right)---\left(5\right)$

式中是信道冲激响应的自相关函数，随着阵元数量的增加，Q_i(t) 逐渐趋向δ函数。为探针信号的自相关函数，由于探针信号p_i(t)为线性调频 信号，因此也近似为δ函数。同时由于发射阵阵元间距很小，因此各发射阵 元到第j个接收阵元的信道冲激响应也近似相等，由此可得：

$\underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_{\mathrm{kj}}\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{ij}}(-t)\approx \underset{j=1}{\overset{M}{\Sigma }}{h}_{\mathrm{ij}}\left(t\right)\otimes h_{\mathrm{ij}}(-t)=Q_i\left(t\right)\approx \delta \left(t\right),(k\ne i)---\left(6\right)$

因此有：

$z_{\mathrm{si}}\left(t\right)\approx s_i\left(t\right)+\underset{k=1,k\ne i}{\overset{N}{\Sigma }}{s}_k\left(t\right)---\left(7\right)$

由于发射端采用了新的空时频编码调制，信号s_i(t)与s_k(t)彼此正交，因此通过对z_si(t)进 行相干解调，即可完全消除同信道干扰，从而有效恢复发射信号s_i(t)。

对本发明进行了计算机仿真实验和湖上试验，均证明了本发明的良好效果。计算机仿真 实验中，高速水声MIMO通信系统配有2个发射阵元和8个接收阵元。每个发射阵元的信息 发送速率均为12Kbps，则MIMO系统总的信息速率为24Kbps。发射端采用新的空时频编码 进行调制，两个发射阵元发射信号的中心频率分别为15KHz和21KHz，发射信号均采用QPSK 调制，每帧数据包含1000个有效符号，信道模型参数如表1所示。当不存在多普勒频移时， 接收端采用上述多阵元被动相轭时反处理技术进行接收，在20dB信噪比条件下，执行50次 Monte Carlo仿真，在未进行任何纠错编码条件下，系统误码率为1.5×10^-4。仿真实验中1#发 射阵元与2#发射阵元发射信号解码星座图分别如图4、图5所示。

表1信道参数

项目 幅度 延迟(ms) 直达波 1 0 第一个多途到达波 0.5 20 第二个多途到达波 0.2 20

在浙江淳安千岛湖对上述高速水声MIMO通信方法进行了湖上试验。试验中，发射端由 2个发射换能器组成垂直发射阵，阵元间距0.5米，每个发射阵元的信息传输速率为8Kbps， 则系统总的信息速率为16Kbps。两个发射阵元发射信号的中心频率分别为11KHz和15KHz， 接收端采用8元垂直阵进行接收，阵元间距1.5米，发射阵与接收阵相距3公里。在未进行 任何纠错编码，约15dB信噪比条件下，系统误码率为4.5×10^-3。湖上试验1#发射阵元与2# 发射信号解码星座图分别如图6、图7所示。

最后应说明，以上实例仅用以说明本发明的技术方案并且不限与此，而是在应用上可以 延伸到其它的修改、变化、应用，并且认为所有这样的修改、变化、应用都在本发明的思想 范畴内。