利用动态开关频率调节提供快速瞬态响应的系统和方法

摘要

一种动态调节驱动电源转换器的操作的时钟信号的频率的方法和电路。该方法包括（a）检测所述电源转换器的输出电压从预定数值处的变化；并且（b）当检测到变化时，改变时钟信号的频率以便恢复输出电压。可以通过将从输出电压所生成的反馈信号与预定阈值电压相比较来检测诸如负载递增之类的变化。在一种实施方式中，按照需要在提高（例如，加倍）时钟信号的频率时实现开关频率的变化。时钟信号的频率仅需要在预定时间段内有所变化。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请涉及于2013年4月10日提交的题为“Dynamic Switching  Frequency Adjustment for Fast Transient Response”（“对快速瞬态响应的 动态开关频率调节”）的美国临时专利申请（共同未决的临时申请）序列 号61/810,661并且要求其优先权。该共同未决的临时申请的公开内容因此 通过引用全文结合于此。

技术领域

本发明涉及电源转换器中的控制回路。特别地，本发明涉及对电源转 换器中的控制回路中的开关频率进行动态调节以提供针对输出瞬态的快 速响应。

背景技术

在电源转换器中，输出电容器是实现高功率密度的关键因素。针对输 出电容器存在两个主要的设计考虑：（a）稳态电压纹波和（b）瞬态期间 的电压尖峰。在常规电源转换器中，总输出电容主要针对瞬态响应进行设 计。在正常情况下，通过对电源转换器的控制回路的带宽进行优化而实现 良好的瞬态响应。然而，由于非线性，高带宽并非始终都能够产生更高的 瞬态响应。这例如能够通过峰值电流模式受控的电源转换器进行说明。

图1(a)是示出用于一种类型的电源转换器的单相位电路配置的示意 图。如图1(a)所示，电路配置100包括接收输入电压V_in并且提供分别驱 动开关103（上侧开关）和开关104（下侧开关）的时钟信号102a和102b 的控制模块103。上侧开关103和下侧开关104的操作通过输出电感器105 向输出电容器106传输能量。基于反馈信号（V_FB），控制模块101进行 操作以将输出电压V_O保持在稳态数值。在一些电源转换器中，可以在“多 相位”配置中使用多组电感器以及上侧和下侧开关以驱动公共的输出电 压。

图1(b)示出了输出电压（V_O）、输出电流（I_O）和开关节点信号（SW） 响应于15A的负载电流逐级增大的波形。在图1(a)的电源转换器中，设计 参数为：（a）12伏输入电压（V_in），（b）1伏标称输出电压（V_O），（c） 400kHz开关频率（f_SW），（d）250nH电感器（L），以及（e）由两个 330μF/9mΩ的钽聚合物电容器以及两个100μF/2mΩ的陶瓷电容器所提供 的860_μF的输出电容（C_OUT）。控制回路带宽大约为具有72°相位容限的 60kHz。如图1(a)所示，在时间t=500μs，输出负载电流以15A的逐级增大。 由于该阶跃电流的增加在上侧开关关闭之后立即发生，所以输出电容器上的 输出电压V_O快速下降至0.92伏直至上侧开关在下一个开关周期开始时（t= 502.5μs，大约为2.3μs之后）再次开启。在开关周期延迟期间，反馈控制回 路并不对减小输出电容器处的压降提供帮助。如图1（a）和1（b）所示，这 种情况在小占空比操作的情况下更为严重。

非线性控制方案可以减小开关周期延迟。在非线性控制回路中选择阈 值电压。当输出电压下降至阈值电压以下时，认为出现了电压下冲条件。 当检测到电压下冲条件时，上侧开关被立即开启，而不是等待下一个开关 周期开始。然而，该方法具有两个缺陷。首先，被监测的阈值电压对于成 分值和布局都很敏感。其次，非线性控制方案可能与一个或多个其它回路 （例如，线性控制回路）进行交互而产生不期望出现的振荡。这些缺陷在 常规设计中引入了不可靠性。

发明内容

根据本发明的一个实施例，一种方法和电路动态地调节时钟信号的频 率，该时钟信号驱动了电源转换器的操作。该方法包括（a）检测所述电 源转换器的输出电压从预定稳态数值的变化；并且（b）当检测到变化时， 改变时钟信号的频率以便将输出电压恢复至预定稳态数值。可以通过将从 输出电压生成的反馈信号与预定阈值电压相比较来检测诸如负载递增之 类的变化。在一种实施方式中，按照需要，通过提高（例如，加倍）时钟 信号的频率来实现开关频率的变化。根据本发明的一个实施例，时钟信号 的频率仅需要在预定时间段内有所变化。

通过结合附图考虑以下详细描述而更好地对本发明加以理解。

附图说明

图1(a)是示出用于一种类型的电源转换器的单相位电路配置的示意 图。

图1(b)示出了输出电压（VO）、输出电流（IO）和对电源转换器的上 侧开关进行控制的开关信号响应于15A负载电流的幅度增大的波形。

图2示出了根据本发明一个实施例的用于改进瞬态响应的动态频率调 节方案。

图3(a)和3(b)分别示出了常规系统以及为了使用本发明的动态开关频 率调节方案而调适的相同系统的性能。

图4(a)和4(b)分别示出了常规系统在10A的负载电流递增和10A的负 载电流递减期间的性能。

图5(a)和5(b)分别示出了使用本发明的动态开关频率调节方案的系统 的操作，其实质上在负载电流在0A至10A递增以及10A至0A递减下满 足了图4(a)和4(b)的常规系统的设计规范。

图6示出了依据本发明一个实施例的针对各种阈值的电压尖峰减小。

图7(a)示出了依据本发明一个实施例的时钟电路700，该时钟电路700 提供了用于针对负载递增而对电源转换器的开关频率进行动态调节的时 钟信号。

图7(b)示出了电路700中用于实施动态调节的开关频率方案所选择的 信号。

具体实施方式

根据本发明的一个实施例，一种动态开关频率调节方案改进了瞬态响 应。图2图示了根据本发明一个实施例的用于改进瞬态响应的动态频率调 节方案。图2示出了本发明的输出电压V_O、反馈信号V_FB和开关时钟信号。 反馈信号V_FB可以从输出电压V_O得出并且可以与之成比例。本发明的方 法检测输出电压V_O的瞬态变化，诸如电压下冲条件。电压下冲条件例如 在输出电压V_O下降至阈值电压以下时出现，诸如在负载“递增”（即， 负载电流急剧升高）期间出现。在图2的示例中，反馈电压V_FB为0.6V 并且阈值电压被设置为0.975倍的V_FB或585mV。当检测到电压下冲条件 时，控制器切换至更高的开关频率以便减少开关周期延迟。在图2中，该 频率被加倍。如图2所示，在所述更高的开关频率下，检测电压下冲条件 和上侧开关被开启时之间的延迟（即，开关周期延迟）从2.31μs减小至 1.05μs。由此，电压下冲从86mV（图1）减小至46mV，大约减少了46%。 该更高频率的操作可以保持10至20个原始开关周期以确保输出电压V_O平滑 恢复。因此，瞬态条件期间的电压尖峰体验得以明显减少，或者等同地，需 要更小的输出电容来满足相同的瞬态尖峰窗口。本发明的方法可等同地像在 单相位电源转换器中那样应用于多相位电源转换器之中。

图3(a)和3(b)分别示出了常规系统以及为了使用本发明的动态开关频 率调节方案而调适的相同系统的性能。图3(a)和3(b)的系统具有以下设计 参数：（a）12伏输入电压（V_in），（b）1伏标称输出电压（V_O），（c） 400kHz开关频率（f_SW），（d）330nH电感器（L），以及（e）由两个 330μF/9mΩ的钽聚合物电容器以及两个100μF/2mΩ的陶瓷电容器所提供 的860μF的输出电容（C_OUT）。如图3(a)和3(b)所示，通过针对从0A递 增至20A的负载电流而使得时钟频率加倍，电压下冲从133mV减小至 89mV。

如以上所讨论的，本发明的方法允许利用较小的输出电容需求来实现 相同的设计规范。例如，图4(a)和4(b)分别示出了常规系统在10A的负载 电流递增和10A的负载电流递减期间的性能。该常规系统使用峰值电流模 式控制。针对该常规系统的设计规范为：（a）12伏输入电压（V_in），（b） 1伏标称输出电压（V_O），（c）400kHz开关频率（f_SW），以及（d）针 对负载电流的10A递增和10A递减的40mV的峰值到峰值电压（V_pp）限 制。在图4(a)和4(b)的示例中，这些规范实质上由300nH电感器（L）以 及由四个330μF/6mΩ的钽聚合物电容器和九个100μF/2mΩ的陶瓷电容器 所提供的2220μF的输出电容（C_OUT）所满足。如在图4(a)和4(b)中所看到 的，在负载电流0至10A递增的期间经历了22.25mV的负电压尖峰，在 负载电流10A至0A递减期间为19.5mV，因此提供了总共41.75mV的峰 值到峰值的电压尖峰。

图4(a)和4(b)的常规系统的设计规范可以使用本发明的动态开关频率 调节方案利用较小的输出功率要求而得以满足。图5(a)和5(b)分别示出了 这样的系统在负载电流在0A至10A递增以及10A至0A递减下的操作。 在图5(a)和5(b)的示例中，开关频率在检测到电压下冲条件（即，负载电 流递增）时被加倍，并且在检测到电压过冲条件（即，负载电流递减）被 减半。在图5(a)和5(b)中，在负载电流0至10A递增的期间经历了18.3mV 的负电压尖峰，在负载电流10A至0A递减期间为23.75mV，因此提供了 总共42.05mV的峰值到峰值的电压尖峰。该规范由330nH电感器（L） 以及由四个330μF/6mΩ的钽聚合物电容器和四个100μF/2mΩ的陶瓷电容 器所提供的1720μF的输出电容（C_OUT）所满足，其表示输出电容减少了23%。 较少的陶瓷电容器还节约了大量成本。另外，与以上所描述的常规非线性控 制方法相比，使用本发明的动态开关频率调节的电源转换器仅需要在线性控 制回路中运行。因此，不存在涉及非线性控制回路和线性控制回路之间的交 互的问题，从而能够进行平滑地瞬态恢复。

使用本发明方法的系统另外的优势在于其对于阈值设置相对不敏感。 图6示出了针对从0.99倍基准电压V_ref至0.95倍基准电压V_ref进行设置的 阈值的电压尖峰减小。基准电压V_ref例如可以被设置为0.6V。如图6所示， 针对10A的负载电流递增，开关频率的翻倍在0.96*V_ref和0.99*V_ref之间 阈值电压范围上的提供了相同的性能改进（即，从86mV到46mV的电 压尖峰减小）。

图7(a)示出了依据本发明一个实施例的时钟电路700，该时钟电路700 提供了时钟信号以用于针对负载递增而对电源转换器的开关频率进行动 态调节。图7(b)示出了电路700中用于实施动态调节的开关频率方案所选 择的信号。如图7(a)所示，电路700接收（i）表示输出电压V_O的反馈信 号V_FB，（ii）阈值电压V_threshold，和（iii）相同频率但是相位间隔180°的 时钟信号CLK1和CLK2。时钟信号CLK1和CLK2的波形在图7(b)中被示为 波形751和752。当比较器701检测到在V_FB下降至V_threshold以下时出现的负 载递增条件时，其输出信号触发了单触发计时器702以在使能信号703中提 供脉冲。使能信号703中的脉冲具有跨度为大约是时钟信号CLK1的10个周 期的持续时间。使能信号703在图7(b)中被示为波形753。使能信号703使 得时钟信号CLK2被AND门704和OR门705与时钟信号CLK1合并而提供 输出时钟信号CLKx。输出时钟信号CLKx的波形在图7(b)中被示为波形754。 如图7(b)所示，在波形754中，输出时钟信号CLKx的频率在使能信号703 中的脉冲的持续时间期间被加倍。

以上的详细描述被提供以说明本发明的具体实施例而并非意在进行 限制。本发明的范围之内可能由多种修改和变化。本发明在所附权利要求 中给出。