超宽电压输入范围AC/DC-DC自适应仪用开关电源

摘要

本发明为超宽电压输入范围AC/DC-DC自适应仪用开关电源。包括输入保护电路、EMI滤波电路、工频整流滤波电路、高频整流滤波电路、升压变换电路、反激变换电路、第一电压采样电路、第一电流采样电路、第二电压采样电路、第二电流采样电路、第一PWM调制电路、第二PWM调制电路、辅助供电电源电路、电源切换电路、电压检测比较控制电路和光耦隔离反馈电路；其中升压变换电路和反激变换电路组成两级式级联电路，能够使自动化仪表自动适应85～265V交流和18～100V直流电源供电。

说明书

技术领域

本发明属于仪表电源领域，为一种超宽电压输入范围AC/DC-DC自适应仪用开关电源。

背景技术

国际著名仪表公司生产的自动化仪表的电源系统可以自动适应85~265V交流和18~100V直流电源供电，即将这些仪表的电源接头插在直流电源上或者交流电源上，均能够正常工作。这给用户带来了极大的方便，也大大减少了自动化仪表因接插电源不当而造成的损坏。但是，国产的自动化仪表均无这项功能。所以，在工业现场应用时，就要根据现场提供的是24V直流电源还是220V交流电源这两种情况，来配置不同的电源模块。若将适用于24V直流电源的自动化仪表接到220V交流电源上时，仪表就会损坏；若将适用于220V交流电源的自动化仪表接到24V直流电源上去时，仪表就不工作。此外，有些工业现场提供的直流电压和交流电压变化范围较大，不同国家的电压等级也不同，对于不同的电压等级，就需要不同的电源适配器，这限制了自动化仪表的使用范围。

国外研制的宽范围输入电压的开关电源主要有两种电路拓扑结构：采用一级电路拓扑（专利1：Charles K.Carlin.Universal input voltage power supply. US Patent No.US 5126652, Jun 30, 1992）和采用两级电路拓扑。在两级电路拓扑中，其切换方法分为使用继电器切换（专利2：Cecil C.Dishman,Randhir S.Mrlik. Power supply that adjusts a transformer turns ratio to operate efficiently at high and low line input. US Patent No.US 8159198B2, Apr17, 2012）和自动切换（专利3：Archemede Affaticati,Giuseppe Riboli.Wide voltage range stabilized switching power supply for valve actuators. US Patent No.US 20060050459A1, Mar 9, 2006）。

专利1采用一级电路拓扑结构，所述的电源模块的每个部分都是通过模拟器件来实现的，而模拟器件抗干扰性能差，漂移较大。电阻和电感数值的分散性较大，从而造成电源转换精度较差。此外，过多的器件增加了功率损耗，降低了转换效率。并且如果需要改变输出电压的话就必须要改变电感和电阻值，这样操作起来比较麻烦。最重要的是，该电源的输出端没有与输入端进行电气隔离，当输入电压为交流电时，在测试中可能对整个系统造成损坏。

专利2采用两级电路拓扑结构，使用继电器进行切换，其缺点是，如果输入电压工作在电路切换点附近就会引起继电器绕组频繁切换。由于继电器有效切换次数的缘故，就会造成继电器过早失效，同时，继电器的引入会使电源的体积增加。专利3采用自动切换方式，但是，只是简单说明了两级电路拓扑，而没有介绍两级电路拓扑的驱动方式；并且第一级升压变换电路需要将最低21.6VDC输入电压升压到120VDC，升压变比太大，容易引起电路不稳定。对于工业现场提供的24V直流电源来说，可能的电压范围为18~36V，此时该电源模块就不能正常工作了；当输入电压高于设定切换点电压，而不需要第一级升压变换电路工作时，专利3中也没有说明切换方式。专利3只是提到了辅助供电电路，但是，没有详细介绍辅助供电的原理。一般的开关电源的辅助供电电路只是在电路上电瞬间供电，当电路工作正常以后就将该辅助供电电路切换掉，而专利3对这方面没有说明。国际知名开关电源公司，如美国VICOR(怀格)和日本COSEL(科索)和LAMBDA，产品中均没有如此宽范围电压输入的电源产品。

国内对于宽范围输入电压的开关电源的研究有使用继电器切换两级电路的(陈丹江，张伟，肖质红等.一种超宽输入范围的开关电源的设计. 电气自动化，2011,33(3):65-67)，还有控制方法及电路拓扑等均没有披露的广州金升阳科技有限公司的电力仪表专用超宽输入电压范围的开关电源模块。该开关电源的型号为LO10-24B13K，其电压输入范围是30～280VAC/30～400VDC，输出电压为13V，输出电流0.5A。从其手册提供的输入电压与效率关系曲线以及输入电压与负载关系曲线看到，当其输入电压低于100VDC时，电源效率低于75%，随着输入电压的降低，效率也在下降。如果要求该电源提供满负载的话，输入电压必须大于50VAC，而当输入电压为30VAC时，只能提供40%的功率。

研制宽范围输入的AC/DC-DC自动化仪表开关电源模块有以下三个技术难点：

(1)输入电压范围太大，造成电路拓扑结构设计和器件选择困难。现在的解决方案是使用两级或者多级电路级联。然而，由于输入电压范围不同，输出功率不同，电源应用场合不同，为了使电源模块的效率高，选择哪两种或几种电路拓扑组合成为难点。如果选择非隔离型电路拓扑，由于输入电压范围太大，就意味着在最低和最高的输入电压时，都需要输出相同电压。这样可能会导致电路拓扑中开关管的工作占空比D接近于1或者0，而开关管的导通和关断是需要上升和下降时间的，占空比太大或者太小，就没有多余的控制时隙了。这样就会引起电路工作异常，控制环路补偿困难，可能会导致控制不稳定。如果选择隔离型电路拓扑，变压器的匝比需要按照最大直流增益设计，此时输入电压最小，造成变压器的设计难以优化，变压器体积很大。并且，对于所有的开关器件等的选型都要求其耐压值要比最大输入/输出电压还要高。高耐压值的开关器件价格较贵，并且导通电阻大，会产生更高的损耗，这样就降低了整个电路的效率。级联电路的效率较单级电路效率会有所下降，如何选择最佳的电路组合是一个难点；

(2)如何选择两级或多级电路切换点以及如何在两级或多级电路拓扑之间进行安全可靠切换。由于每一种电路拓扑都有其特点和输入输出要求，为了提高级联电路拓扑的效率，选择哪个电压值点作为级联电路切换点是一个难点；

(3)如何选择电路启动方式，如何消除泄放电阻和检测电阻引起的效率下降。现代开关电源中普遍存在着启动电路、泄放电阻和检测电阻一直消耗功率的问题。在宽范围输入的开关电源中，为了提高效率，如何选择启动方式成为一个难点。

发明内容

为了解决上述背景技术中陈述的难点问题，本发明设计了由升压变换电路和反激变换电路组成两级级联电路拓扑结构的电源模块，该电源模块能够自动适应交、直流供电电源，是一个适用于超宽范围输入的AC/DC-DC电源模块。

本发明采用以下技术方案：

(1)针对第一个设计难点，根据该电源的应用场合，分析各种电路拓扑的结构特点，选择了由升压变换电路和反激变换电路组成两级式级联电路的方法。如果输入电压较低，就将此低电压先升压到一个适合的高电压，再通过第二级电路得到需要的输出电压；如果输入电压较高，此电压就直接到达第二级变换电路；

(2)针对第二个设计难点，通过分析升压电路和反激式电路的特点，选择一个两级电路的切换电压点。两级电路之间进行切换的方法是通过电压检测比较电路控制升压变换电路中的PWM调制电路，使其处于正常工作状态或者锁存状态；

(3)针对第三个设计难点，为了提高电源效率，选用了专门用于开关电源启动的电源芯片，并且外接开关管来提高带负载能力。在上电瞬间，由此电源启动芯片供电，当电路工作稳定后，从第二级电路的变压器辅助绕组提供芯片工作电源并将开始提供电源的回路切换掉。使用这种方法，不仅解决了芯片供电问题，而且解决了现在开关电源中启动电阻一直消耗能量的问题。使用电容零损耗放电器解决了EMI滤波电路中的泄放电阻一直消耗功率的问题；使用了零损耗高压检测信号断接集成电路，解决了第一级电路的检测电阻在第一级电路不工作时仍然在消耗功率的问题，这样可靠性高，工作效率也高。

本发明专利主要由输入保护电路、EMI滤波电路、工频整流滤波电路、高频整流滤波电路、升压变换电路、反激变换电路、第一电压采样电路、第一电流采样电路、第二电压采样电路、第二电流采样电路、第一PWM调制电路、第二PWM调制电路、辅助供电电源电路、电源切换电路、电压检测比较控制电路和光耦隔离反馈电路组成。

为了使整个系统效率最高，本发明设计了由升压变换电路和反激变换电路组成级联电路拓扑结构的电源模块；为了提高两级电路效率，合理选择了两级电路的切换点，并且有效安全地进行切换；为了更大限度地提高整个系统效率，降低开关电源空载和待机功耗，使用了电源切换电路和消除泄放电阻、检测电阻的方法，解决了开关电源中普遍存在的启动电路、泄放电阻和检测电阻一直消耗功率的问题。

附图说明

图1是本发明的硬件原理框图。

图2是本发明的控制原理框图。

图3是输入保护电路图。

图4是EMI滤波电路图。

图5是工频整流滤波电路图。

图6是升压变换电路图。

图7是反激变换电路图。

图8是第二PWM调制电路和光耦隔离反馈电路图。

图9是第一PWM调制电路图。

图10是辅助供电电源及电源切换电路图。

图11是电压检测比较控制电路图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明作进一步地说明。

本发明采用两级变换的方式，第一级为升压变换电路，第二级为反激变换电路。不论输入电压是直流电还是交流电，均通过整流滤波电路。采样电路采样整流滤波后的电压，并将采样值输入到电压检测比较控制电路中的电压比较器后，再通过切换电路对第一级的升压变换电路进行选通。即，当输入电压为18～60VDC时，升压变换电路选通，并将此范围的输入电压升压到60VDC。当输入电压为60~100VDC或者85～265VAC时，升压变换电路中开关管一直关断，此范围输入电压经过整流滤波电路后再经过第一级的升压变换器中的LC滤波电路后到达第二级电路。这样第二级电路的输入电压为60～370VDC。然后，通过第二级的反激变换电路得到24VDC。

本发明的硬件原理框图如图1所示，其主要由输入保护电路、EMI滤波电路、工频整流滤波电路、高频整流滤波电路、升压变换电路、反激变换电路、第一电压采样电路、第一电流采样电路、第二电压采样电路、第二电流采样电路、第一PWM调制电路、第二PWM调制电路、辅助供电电源电路、电源切换电路、电压检测比较控制电路和光耦隔离反馈电路组成。其中，第一级的升压变换电路由第一电压采样电路、第一电流采样电路、第一PWM调制电路组成；第二级的反激变换电路由第二电压采样电路、第二电流采样电路、第二PWM调制电路、光耦隔离反馈电路组成。

输入保护电路用来防止短路引起电流过大以及发生雷击等情况导致电压过冲；EMI滤波电路主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰；工频整流滤波电路一方面用来将方向和大小都变化的交流电变换为方向不变但大小仍有脉动的直流电，并将大部分的交流成分滤除，从而得到比较平滑的直流电，另一方面用来防止输入电压为直流电时正负端电压出现反接的情况；电压检测比较电路用来检测输入电压并根据检测值大小来切换第一级电路；辅助供电电源电路用来为系统中有源芯片提供上电瞬间电压。升压变换电路用来将输入低电压升压到第二级电路的工作电压；反激变换电路作为第二级电路，用来给负载提供稳定的电压，并将输出电压和输入电压进行电气隔离；第一电压采样电路和第一电流采样电路采样升压变换电路的电压和电流并送入第一PWM调制电路，由第一PWM调制电路输出占空比不同的PWM波，控制升压变换电路的开关管，第二电压采样电路和第二电流采样电路采样反激变换电路的电压和电流并送入第二PWM调制电路，由第二PWM调制电路输出占空比不同的PWM波，控制反激变换电路的开关管。升压变换电路和反激变换电路的控制原理框图如图2所示。

为了保证电源模块的稳定、快速和可靠性，本发明的两级变换电路均采用双闭环控制，也就是电流模式控制方式。双闭环控制中的外环为电压环，内环为电流环，通过引入开关管电流构建内反馈环，能更快地反映输入电压的波动，从而迅速地调节参数，使系统快速进入新的稳态。输出电压经过电压检测后得到电压反馈量，然后与参考电压形成偏差，经电压误差放大后产生电流参考量，其中，电压调节采用PID调节方式。流过开关管的电流经过电流检测后得到电流反馈量，然后经过电流检测比较，再通过脉宽调制输出占空比可调的PWM波。该PWM波驱动升压变换电路和反激变换电路中开关管，从而实现电源模块输出电压的精确控制。其中，电流检测由图1中的第一电流采样电路或者第二电流采样电路完成；电压检测由图1中的第一电压采样电路或者第二电压采样电路完成；电压误差放大、电流检测比较和脉宽调制由第一PWM调制电路或者第二PWM调制电路完成；第一PWM调制电路输出的PWM波控制第一级升压变换电路的开关管、第二PWM调制电路输出的PWM波控制第二级反激变换电路的开关管。

本发明的输入保护电路如图3所示，包括输入过电压、过电流保护。其中J1连接交流电的L、N、地或者直流电的正、负端，J2连接系统后级EMI滤波电路。供电电源可能出现浪涌过电压和电源电压过高，其中浪涌过电压主要是遭遇雷击或者供电电源中有较大负载的接通和断开。采用瞬态电压抑制器TVS1和氧化锌压敏电阻VSR，可对浪涌电压起到箝位的作用，从而进行浪涌过电压保护。当浪涌电压持续时间较长时，可以熔断F1熔丝管，从而断开电源，确保相关电路不受损坏。

为了抑制输入电源的电磁噪声以及杂波信号，防止对电源模块干扰，同时也防止电源模块本身产生的高频杂波对电网干扰，本发明使用了EMI滤波电路。EMI滤波电路图如图4所示。该电路包括两个输入端J2、两个输出端J3、共模扼流圈L3、滤波电容器CX1、CX2、CY1~CY4、泄放电阻R3、R7、电容零损耗放电器U0。CX1、L3、CX2组成π型滤波网络。L3的两个线圈分别绕在低损耗、高磁导率的铁氧体磁环上。L3对串摸干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过。CX1和CX2是由专门的金属化薄膜构成的电容，也称之为X电容。CY1~CY4是陶瓷电容，也称之为Y电容。X电容和Y电容都是安规电容，要求其失效后，不会导致电击，不危及人身安全。安规限制了X电容和Y电容的最大值。这里选择X电容为0.1uF，Y电容为2.2nF。CY1和CY4 、CY3和CY4的中点接通大地，并且与设备的金属外壳相连接，用来防止内部电磁波辐射出去。

由于X电容在交流断电后仍储存高压电荷，一旦用户误触摸电源插头时会构成安全威胁。解决方法是在X电容上并联一只泄放电阻对其放电，以满足安全性要求。但该方法的缺点是当开关电源正常工作时，泄放电阻会产生恒定的功率损耗，导致电源效率降低。泄放电阻R的阻值范围通常为150K~1.5M,对应于220V交流电，R上的功率损耗高达48~323mw。因此在设计EMI滤波器时必须采取有效措施，大幅度降低泄放电阻的功率损耗。本发明采取的方式是使用X电容零损耗放电器集成电路。其电路图如图4中R3、R7、U0所示。X电容零损耗放电器集成电路：无需外部偏置电路，且能在不接地的情况下具有极高的抑制共模干扰、串摸干扰能力。X电容零损耗放电器可等效于智能高压开关S，在开关电源正常工作时它保持开路，即开关S1和S2断开，通过切断泄放电阻上的电流，使电阻功率损耗接近于零。当交流断电后，该器件能迅速将开关S1和S2接通，此时泄放电阻接通，自动对X电容进行安全放电。用这种方法提高了开关电源的效率。

经过EMI滤波电路后的电压进入工频整流滤波电路，电路图如图5所示。工频整流滤波电路包括整流桥D3和滤波电容C11、C12。工频整流滤波电路一方面用来将方向和大小都变化的交流电变换为方向不变但大小仍有脉动的直流电，并将大部分交流成分滤除，从而得到比较平滑的直流电，另一方面用来防止输入电压为直流电时正负端电压出现反接的情况。选择整流桥时需要考虑其耐压值和额定电流。整流桥的耐压值应为最高交流电压尖峰的1.5~2倍，其额定电流应为最低交流电压使工作电流的1.5倍以上。在宽范围输入电压中，整流滤波中电容C的容量和输出功率P(w)的关系为：

       (1)

更高容量的滤波电容C会增加电容的成本和体积，并不会明显减小纹波电压。这里C11选择耐压值为450V，容量为47uF的铝电解电容；C12选择高频陶瓷电容来滤除高频干扰。

升压变换电路的优点是可以使输入电流连续，该电路的电感电流即为输入电流，因而容易调节；同时，开关管栅极驱动信号地与输出共地，故驱动简单。此外，由于输入电流连续，开关管的电流较小，因此对输入电压变化适应性强。本发明的第一级电路拓扑为升压变换电路。升压变换电路，在高升压比的情况下，其电路的占空比将非常大，这样开关的导通时间会很长，二极管的导电时间很短，但电流峰值很高，输出电流纹波大，输出侧二极管的反向恢复问题将变得非常严重，因此，升压变换电路在高升压比的情况下效率不理想。为此，本发明将输入低于60V的电压仅升压到60V。

升压变换电路电路图如图6所示。J4连接直流输入电压，J5连接第一级直流输出电压，L1为储能电感，开关管Q1为功率MOSFET，D1为整流二极管， C9、C10为输出滤波电容，CS1为开关管源极检流电阻，电阻R44、R39和U1组成升压变换电路的第一电压采样电路，当不需要第一级电路工作时，可以通过控制U1的开关来切换掉电阻R44、R39，从而实现效率的最大化。输入电压正极连接储能电感左端，储能电感右端连接开关管Q1的漏极，Q1漏极连接整流二极管D1阳极，D1阴极连接输出滤波电容C9、C10的正端，C9、C10负端接地，并且C9、C10两端作为第一级电压输出端接到J5，开关管Q1源极连接开关管源极检流电阻CS1后接地，开关管栅极连接PWM控制电路控制信号输出端。当开关管Q1导通时，电源直接连接在储能电感L1两端，给它充电，电感电流在线圈未饱和之前线性增加。电能以磁能的形式储存在电感线圈中。储能电感转化为左正右负的电压，大小为V_L，整流二极管D1阳极为低电压端，所以二极管关闭，输出滤波电容C9、C10放电，为负载提供电压。当开关管关断时，储能电感为保持电流I_L不变，则储能电感改变电压极性，由储存的电能转化为一个大小为V_L与输入电压V_IN串联，L1上储存的能量经过由L1和D1构成的回路对C9、C10进行充电，同时给负载供电。

当输入电压较高时，就不需要第一级电路工作，由于在升压变换电路中的电压采样使用的是电阻分压的方式，该分压电阻上的损耗在整个输入电压范围内都一直存在，并且随着输入电压升高而增大，一般的分压检测电阻上的功率损耗最大可以达到几百毫瓦，这就使开关电源的功耗大大增加。为了消除高电压输入时第一级电路中检测电阻功率损耗，最大限度地降低开关电源的功率损耗，本发明使用零损耗高压检测信号断接集成器U1，其能在待机、空载或远程关断的条件下将不需要的检测电阻与直流高压线的连接断开，从而消除检测电阻上的功耗并降低电源系统的总功耗。如图6中，当输入电压低于60V时，第一级升压变换电路工作，这时U1的开关S1、S2接通，电阻R44和R39正常分压；当输入电压大于60V时，第一级升压变换电路就不工作，这时控制U1的开关S1、S2断开，此时分压电阻R44和R39就从电路中断开，不再消耗能量。

由于开关管Q1的寄生效应以及整流二极管D1的反向恢复时间等原因，升压变换电路在高频工作时会在开关管Q1的漏极产生高压尖峰，此时需要用吸收电路吸收该电压尖峰，以免此电压尖峰高于开关管漏极能够承受最大电压而被击穿。本发明中的第一级升压变换电路中对开关管Q1的保护是采用了RCD吸收电路，对整流二极管D1的保护是用了RC吸收电路。其中，RCD吸收电路由二极管D5、电阻R10和电容C7组成，二极管D5和电阻R10相并联后与电容C7相串联，最后并联在开关管Q1漏极和地之间；RC吸收电路由电阻R1和电容C1组成，电阻R1和电容C1相串联后并联在二极管的阳极和阴极之间。

反激变换器的优点是电路简单，能高效提供多路输出，适合多组输出的要求；转换效率高，损失小；输入电压在很大范围内波动时，仍可以有较稳定的输出。本发明的第二级电路为反激变换电路，如图7所示。

J5连接第一级升压变换电路的输出端也即为第二级反激变换电路的直流输入端，J6连接负载端；T1为高频变压器，NP为其一次绕组，1脚连接输入直流电压，3脚连接开关管；NS为其二次绕组，7脚连接高频整流二极管D2阳极，9脚接负载地；NC为其辅助绕组，4脚接辅助绕组中整流二极管D6阳极，5脚接地。其中变压器T1的1、5、9端为同名端。Q3为功率开关管MOSFET，其栅极接脉宽调制信号，漏极接一次绕组NP的下端3脚，源极连接检流电阻CS2后接地。D6、R11、C13、C14为辅助绕组整流滤波电路，D6阳极连接负载绕组4端，R11、C13、C14相并联，三者上端接D6阴极，下端接地。D2 、C8、C5、C6 、L2为输出高频整流滤波电路，C8、C5、C6为输出滤波电容，L2为滤波电感，C5、C6和L2组成π型滤波网络，高频整流二极管D2阳极连接二次绕组7脚，阴极连接电容C8、C5，同时连接电感L2左端，电感L2右端连接电容C6，电容C8、C5、C6下端和二次绕组9脚共同接负载地。由于高频变压器T1的一次绕组和二次绕组的极性相反，当功率开关管Q3导通时，一次侧有电流I_P产生，并以电感的形式将能量储存在一次绕组中。此时，二次绕组的电压极性是上端为负，下端为正，使高频整流二极管D2反向截止，此时负载通过电容C5、C6供电。当功率开关管Q3截止时，一次侧绕组电流突然中断，根据电磁感应的原理，此时在一次绕组上会产生感应电压（也称为反射电压）U_OR。同时，二次绕组产生感应电压U_S，其极性是上端为正、下端为负，因此高频整流二极管D2导通，经过高频整流二极管D2整流，滤波网络C8、C5、C6 、L2滤波后获得输出电压Uo。

在反激变换电路中，当开关电源的开关管Q3由导通变成关断时，在高频变压器T1的一次绕组NP上就会产生尖峰电压和感应电压。其中，尖峰电压是由于高频变压器存在漏感（即漏磁产生的电感）而形成的，它与直流输入电压和感应电压U_OR(二次绕组耦合到一次绕组电压)叠加在一起施加到开关管Q3的漏极，很容易损坏 开关管Q3。为此，必须在反激变换电路中增加漏极或集电极保护电路，对尖峰电压进行箝位或者缓冲。在无缓冲电路的情况下，开关管开通时电流迅速上升，di/dt很大，关断时du/dt很大，并出现很高的过电压。缓冲电路用于降低尖峰电压幅度和减小电压波形的变化率。这有利于功率管工作在安全工作区，还降低了所有射频干扰辐射的频谱，从而减少射频辐射的能量。箝位电路的作用是防止功率管因电压过高造成雪崩击穿。本发明的反激变换电路的箝位电路由TVS管TVS3、二极管D4、电阻R5和电容C4组成，其中TVS3、D4、R5相并联后和二极管D4串联，TVS3、D4、R5上端接高压输入端，下端接二极管D4的阴极，D4的阳极和开关管Q3的漏极相连。缓冲电路由电容C16、电阻R19和二极管D10组成，其中电阻R19和二极管D10并联后与电容C16串联，C16的上端接开关管Q3漏极，下端接二极管D10阳极，二极管D10阴极接地。在反馈变换电路中，为了防止高频变压器T1的一次侧噪声耦合到二次侧，在变压器T1的一次侧的直流高压端和二次侧负载地端接一个Y电容C2。

反激变换电路中检流电阻CS2与开关管Q3源极串联后接地作为电流反馈信号，光耦隔离反馈电路如图8所示。本发明的光耦隔离反馈电路采用可调式精密并联稳压器TL431(U7)和线性电耦PC817(U5)相结合的方式。TL431与PC817构成光耦隔离反馈电路时，其作用是外部误差放大器。由于TL431具有很高的放大倍数，因此可以得到很好的稳压性能，稳压精度高，并且可以通过线性光耦PC817将变压器两边的地相隔离，最终使负载端地和输入端地相隔离。如电路8所示，线性光耦PC817的二极管的阳极(1脚)与电阻R33相连，线性光耦PC817二极管的阴极(2脚)与TL431的阴极(3脚)相连，线性光耦PC817的三极管的集电极(4脚)与PWM控制电路连接并作为电压反馈端，线性光耦PC817的三极管的发射极(3脚)与输入端地相连。TL431的阴极(3脚)与线性光耦PC817的2脚相连，阳极(5脚)与负载地相连，电阻R40和R42分压后连接到TL431的REF端(4脚)，该端的正常工作电压等于其内部基准电压U_REF(2.5V),开关电源的输出电压由R40和R42分压比决定。输出电压的计算公式为:

     (2)

改变电阻R40和电阻R42分压比就可以调节输出电压。当电网电压或输出负载变化引起输出电压U_O升高时，TL431的REF端电压将会随之改变，进而使线性光耦PC817的二极管的工作电流I_F变大，从而使线性光耦PC817的三极管的集电极电流I_C变大，最后通过线性光耦PC817的集电极连接的PWM控制电路来调节占空比D，使占空比D减小，最终使U_O减小，从而使U_O保持不变。上述稳压过程亦可归纳为：U_O↑→U_REF↑→IF↑→IC↑→D↓→U_O↓→最终U_O保持不变。电路中R33是线性光耦PC817的二极管的限流电阻，R34为TL431的偏置电阻，使TL431流过合适的工作电流，改善其稳压性能。C27、R38和C28为环路补偿网络，可防止稳压环路产生振荡。

在图2中介绍了本发明为了保证系统的稳定、快速和可靠性，两级变换电路均采用双闭环控制，即外环为电压环，内环为电流环。输出电压反馈量与参考电压形成偏差，经电压调节后产生电流参考量，参考电流与电流反馈量送入电流比较器，通过脉宽调制器控制PWM，实现电源系统的输出电压的控制。第一PWM调制电路图如图9所示。

第一PWM调制电路图的控制芯片U2，为TI公司UC系列产品，是一种开关电源常用电流控制型脉宽调制芯片。控制芯片U2集成了振荡器、高增益误差放大器、电压检测比较器、电流检测比较器、图腾柱输出电流、输入和基准欠电压锁定电路以及PWM锁存器电路。控制芯片U2的1脚为误差放大器补偿引脚、2脚为电压反馈引脚、3脚为电流反馈引脚、4脚为时钟信号引脚、5脚为地引脚、6脚为PWM输出引脚、7脚为电源引脚、8脚为基准电压引脚。第一PWM调制电路的工作频率由定时元件R14和C26决定。电容C26由控制芯片U2的基准电压引脚(8)通过电阻R14充电，再由一个内部电流源下拉放电，从而产生一锯齿波时钟信号。开关管的源极串联检流电阻，这样将电流信号转换为电压信号。在高频开关中，此电压信号中会有高频杂波信号，为此，在控制芯片U2的电流反馈输入端接入由R26和C25构成的RC低通滤波器，从而抑制电流波形尖峰脉冲，消除因尖峰脉冲造成的不稳定。C23、C24分别接在U2的7、8引脚和地之间作为旁路电容，用于滤除噪声的干扰。R27为小电阻的栅极电阻串联在控制芯片U2的PWM输出引脚，用于迅速衰减栅极振荡，同时保证开关器件通断快，开关损耗小。为防止开关管栅极悬空或静电干扰对开关管的影响，在开关管的栅源极之间加入电阻R30。

两级变换电路中的控制芯片的辅助供电电源及电源切换电路如图10所示。该电路包括电源芯片U3、用于扩大电流的开关管Q2、分压电阻R18、R21、滤波电容C18和过压保护TVS管TVS4。电源芯片U3内部由调整管、误差放大器、反馈采样部分和基准电压组成。电源芯片U3的3脚为接地端，4脚为其输出电压端，5脚为其输出电压采样端，7脚为门控信号输出端。电源芯片U3的反馈采样部分监测输出电压，然后通过误差放大器与基准电压进行比较，判断输出电压的偏差量，再把这个偏差量放大后去控制调整管，此时，该调整管工作在电压-电流特性曲线的线性区，起到可变电阻的作用。即，如果输出电压偏高，那么可变电阻变大，则将调整管上的压降增大；如果输出电压偏低，那么可变电阻变小，则将调整管上的压降将低，最终实现输出电压稳定。与常用低压LDO相比，其最大的优点是允许输入电压范围非常大。由于其输出电流能力有限，为此使用了用于扩大电流的开关管Q2来扩大输出电流。Q2漏极连接工频整流滤波电路的输出端，栅极连接电源芯片U3的门控信号输出端，源极连接电源芯片U3的输出电压端。分压电阻R18和R21分压后连接于电源芯片U3的输出电压采样端，该端的正常工作电压等于其内部基准电压Uref为2.5V，辅助电源的输出电压VCC由R18和R21分压比决定。输出电压的计算公式为:

    (3)

改变分压电阻R18和电阻R21分压比就可以调节辅助电源输出电压。为了防止输出电压过高，使用TVS4来进行保护。由于最大输入电压和电源芯片U3输出电压VCC压差太大，故辅助电源不能一直供电。而当电路稳定以后，本发明的第二级反激变换电路的辅助绕组输出稳定电压VCC1(图7所示)，此时将VCC1接在二极管D9的阳极，D9的阴极连接VCC，由于VCC1电压值高于VCC，那么电源芯片U3自动关断，接下来电路里的有源芯片都通过VCC1供电，从而将辅助供电电路切换掉。另外，在现代开关电源中对控制芯片供电的方式是先通过启动电阻供电，当电路稳定以后通过变压器辅助绕组供电。这种方法有效解决了芯片供电问题，但是，电路正常工作以后，虽然不依靠启动电阻供电，但是启动电阻仍然承受非常高的电压差，此启动电阻一直在消耗功率。而本发明解决了启动电阻一直耗能的问题。

在使用级联电路处理宽范围电压输入问题时需要解决的一个问题是合理安全可靠切换需要工作的电路并将不需要工作的电路切换掉。本发明中，当输入电压高于60VDC时，第一级的升压变换电路就不工作了，就需要将其切换掉。所使用的电压检测比较控制电路如图11所示。

电压检测比较控制电路由低功耗比较器U4、分压检测电阻R32、R36，驱动电阻R25和控制三极管Q6组成。分压检测电阻R32、R36对工频整流滤波电路输出电压VH进行分压，并将检测电压接入低功耗比较器U4的同向输入端(8脚)。低功耗比较器U4的反向输入端(8脚)接入辅助供电电路中电源芯片U3的电压参考端，低功耗比较器输出端(7脚)连接电阻R25后连接控制三极管Q6的基极。Q6的发射极接地，集电极接第一级升压变换电路的PWM控制芯片，控制其处于正常工作或者锁存状态。当输入电压低于60V时，分压检测电阻R32、R36的分压小于参考端电压，低功耗比较器输出低电平，控制三极管Q6不动作；当输入电压高于60V时，分压检测电阻R32、R36的分压大于参考端电压，低功耗比较器输出高电平，控制三极管Q6动作，使第一级升压变换电路的PWM控制芯片处于锁存状态。使用这种切换方法比使用继电器切换更加安全可靠。