基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法

摘要

基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法，属于中高压大功率场合的电力谐波抑制技术领域。本发明为了解决现有并联有源滤波器不能够有效进行谐波结合补偿，使配电网的电能质量差的问题。滤波器包括模块化多电平变换器、电流变换单元、谐波电流检测单元、电流控制器、电容C和电网电抗LS，所述模块化多电平变换器为半桥型拓扑结构，其各相上、下桥臂各包括n个子模块SMn；控制方法采用载波移相调制方法，使相同开关频率条件下等效开关频率高，减小开关损耗；同时采用相间电容均压和环流抑制策略，使各个子模块电容电压和直流母线电压维持稳定。本发明用于电网的谐波抑制。

说明书

技术领域

本发明涉及基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方法，属于中高压大 功率场合的电力谐波抑制技术领域。

背景技术

随着现代工业的迅猛发展，中压配电网络中的非线性负载日益增多，非线性负载装置 的增多导致配电网的电能质量变得非常恶劣，使波形产生畸变、无功波动以及不平衡。由 此，为了获得可靠的供电质量，这些电能质量问题必须得到有效的治理。

无源滤波器目前仍然是中压配电网络主要的谐波抑制手段，其自身的缺点决定了它必 然会逐渐被基于电力电子技术的滤波装置所取代。

目前，基于耦合变压器和电压型逆变器相结合的并联有源滤波器也应用于中压配电领 域中，由于存在体积大、成本高、损耗高等缺点，使其发展前景并不乐观。另外，耦合变 压器和电压型逆变器的磁路饱和与直流磁通还会对控制回路带来不利影响。基于此，多电 平变换器(MMC)以其输出谐波含量少及功率器件应力小等优点，具备了广泛的应用前景。

目前在并联有源滤波器中常见的多电平拓扑结构主要有三种：二极管钳位型、飞跨电 容型以及H桥级联型。二极管钳位型和飞跨电容型，随着电平数的增加，所需的开关器 件和钳位电容数量大大增加，不利于实现更高电平的变换电路，而且电容电压不易均衡， 推广应用受到限制。

基于H桥级联多电平变换器的配电系统柔性直流输电技术DFACTS在中高压配电系 统已经有所应用，这种装置可以直接与电网相连，无需升压变压器，因此在损耗和体积方 面占有优势。与二极管钳位型和飞跨电容型相比，基于H桥级联的DFACTS装置损耗更 小，可靠性更高。另外，模块化的结构使其易于达到更多电平数，安装和布局也更为方便。 然而，当配电网处于畸变和不平衡的情况时，H桥级联的DFACTS装置功能受到限制， 当三相输出的电流不均衡时，桥臂间不能传递有功能量，难以实现三相模块间的电容电压 平衡。因此，在中压配电系统中，H桥级联的DFACTS装置并不适合进行谐波、无功以 及不平衡的综合补偿。

发明内容

本发明目的是为了解决现有并联有源滤波器不能够有效进行谐波结合补偿，使配电网 的电能质量差的问题，提供了一种基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器及其控制方 法。

本发明所述基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器，它包括模块化多电平变换 器，所述模块化多电平变换器为半桥型拓扑结构，其各相上、下桥臂各包括n个子模块 SM_n，n为正整数；它还包括电流变换单元、谐波电流检测单元、电流控制器、电容C和 电网电抗L_S，

电容C连接在模块化多电平变换器直流侧的三相上桥臂公共点+p和三相下桥臂公共 点-n之间；

电网电抗L_S连接在三相交流电网和三相非线性负载之间，模块化多电平变换器的输 出端公共点PCC连接在电网电抗L_S和三相非线性负载之间，模块化多电平变换器的控制 信号输入端连接电流控制器的控制信号输出端；

电流变换单元用于对模块化多电平变换器输出端的实际输出电流i_h进行采集，并进 行三相变两相及dq变换，再输出所述实际输出电流i_h的d轴分量i_d和q轴分量i_q，该d 轴分量i_d和q轴分量i_q输入到电流控制器中；

谐波电流检测单元用于采集模块化多电平变换器的输出端公共点电压V_pcc、三相非线 性负载的输入电流i_L和电容C两端的电压U_dc，并基于瞬时功率理论计算获得三相非线性 负载的各次谐波电流d轴参考值i_dref和各次谐波电流q轴参考值i_qref，该各次谐波电流d 轴参考值i_dref和各次谐波电流q轴参考值i_qref输入到电流控制器中；

电流控制器根据所述d轴分量i_d、q轴分量i_q、各次谐波电流d轴参考值i_dref和各次 谐波电流q轴参考值i_qref计算获得对模块化多电平变换器的控制信号。

所述n个子模块SM_n中每个子模块包括两个IBGT管，每个IGBT管各反并联一个二 极管，上侧IBGT管的集电极与下侧IBGT管的发射极之间串联一个储能电容，模块化多 电平变换器的各相上、下桥臂的n个子模块与相应相的电网电流注入端之间串联交流电抗 器L₀。

所述三相非线性负载为RL型三相不控六脉波整流桥。

一种基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器的控制方法，所述控制方法基于权上 述基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器实现，

谐波电流检测单元采集获得的模块化多电平变换器的输出端公共点电压V_pcc经过锁 相环PLL进行锁相，获得与三相交流电网电压V_S的A相电压同相位的单位正弦信号，该 单位正弦信号与三相非线性负载的输入电流i_L经三相变两相及dq变换获得三相非线性负 载电流的d轴分量i_dn和三相非线性负载电流的q轴分量i_qn，三相非线性负载电流的d轴 分量i_dn和q轴分量i_qn再经低通滤波后分别获得三相非线性负载各次谐波电流的d轴分量 和q轴分量，该各次谐波电流的d轴分量和q轴分量与所述单位正弦信号再经 dq反变换及两相变三相的变换后，获得三相非线性负载各次谐波的A相谐波电流i_ahn、B 相谐波电流i_bhn和C相谐波电流i_chn，三相非线性负载各次谐波的A相谐波电流i_ahn、B 相谐波电流i_bhn和C相谐波电流i_chn再经三相变两相及dq变换获得三相非线性负载d轴谐 波电流和各次谐波电流q轴参考值i_qref；三相非线性负载的输入电流i_L包括三相非线性负 载的A相输入电流i_La、B相输入电流i_Lb和C相输入电流i_Lc；

电容C的电容电压参考值与谐波电流检测单元采集获得的电容C两端的电压U_dc作差后经PI控制器后生成电流补偿信号i_u，该电流补偿信号i_u与所述三相非线性负载d 轴谐波电流叠加后，获得三相非线性负载各次谐波电流d轴参考值i_dref；

电流控制器将三相非线性负载各次谐波电流d轴参考值i_dref与模块化多电平变换器实 际输出电流i_h的d轴分量i_d作差后获得第一误差分量e(z)，该第一误差分量e(z)与重复控 制内模相加的和作为输出信号一，该输出信号一一方面作为重复控制 内模的输入信号，另一方面与相位补偿信号z^-N+k相乘后获得输出信号 二；

三相非线性负载各次谐波电流d轴参考值i_dref与相位补偿环节z^k和比例环节k_p相乘 的乘积与输出信号二叠加后，再乘以幅值补偿信号K_rs(z)后，获得结果的相反数叠加上d 轴电压前馈信号u_sd和所述q轴分量i_q的dq解耦分量i_qωL，生成三相非线性负载的d轴电 压参考信号u_dref；

电流控制器将三相非线性负载各次谐波电流q轴参考值i_qref与模块化多电平变换器实 际输出电流i_h的q轴分量i_q作差后获得第二误差分量e(z)，该第二误差分量e(z)与重复控 制内模相加的和作为输出信号三，该输出信号三一方面作为重复控制 内模的输入信号，另一方面与相位补偿信号z^-N+k相乘后获得输出信号 四；

三相非线性负载各次谐波电流q轴参考值i_qref与相位补偿环节z^k和比例环节k_p相乘 的乘积与输出信号四叠加后，再乘以幅值补偿信号K_rs(z)后，获得结果的相反数叠加上q 轴电压前馈信号u_sq，同时减去所述d轴分量i_d的dq解耦分量i_dωL，生成三相非线性负载 的q轴电压参考信号u_qref；

三相非线性负载的d轴电压参考信号u_dref和q轴电压参考信号u_qref经dq反变换及两 相变三相的变换后，获得每个子模块SM_n的储能电容电压的A相指令信号u_a、B相指令 信号u_b和C相指令信号u_c，将储能电容电压的A相指令信号u_a、B相指令信号u_b和C 相指令信号u_c叠加上每个子模块SM_n的均压和环流抑制信号并进行归一化，最后通过触 发脉冲信号生成单元进行载波移相调制与载波比较，获得模块化多电平变换器中每个子模 块SM_n的IGBT开关信号，该IGBT开关信号为电流控制器控制信号输出端输出的对模块 化多电平变换器的控制信号。

所述每个子模块SM_n的均压和环流抑制信号通过均压与环流抑制单元获得，每个子 模块SM_n的均压和环流抑制信号包括子模块相间电压的修正量u_Aref和相应子模块的电压 修正量u_Bjref，其具体获得过程为：

均压与环流抑制单元将每个子模块SM_n的储能电容电压参考值u_cref与其所在相桥臂 的n个子模块电容电压的平均值u_cav作差，经PI调节器得到环流参考值Δi_z，将环流实际 值i_z与环流参考值Δi_z与作差后，经过比例谐振调节器调节获得子模块相间电压的修正量 u_Aref；

环流实际值i_z的表达式为：

$i_z=\frac{1}{2}(i_p+i_n),$

其中i_p为当前子模块所述相上桥臂电流，i_n为当前子模块所述相下桥臂电流；

比例谐振调节器的传递函数G_PR(s)表达式为：

$G_{\mathrm{PR}}\left(s\right)=k_p+\underset{k}{\Sigma }\frac{{2k}_1{\omega }_{c}s}{s^2+{2\omega }_{c}s+{\left(\mathrm{k\omega }\right)}^2},$

其中k_p为比例系数，k为谐波次数，k₁为谐振参数，ω_c为截止频率，ω为电网频率；

再将每个子模块SM_n的储能电容电压参考值u_cref与实际检测获得的储能电容电压u_cj 作差，j=1～2n，获得储能电容电压误差，该储能电容电压误差经过比例调节参数k_i后乘以 符号函数sign得到相应子模块的电压修正量u_Bjref；

符号函数sign的表达式为：

$\mathrm{sign}=\left(\begin{array}{cc}+1& i\ge 0\\ -1& i<0\end{array}\right);$

上式中电流i的表达式为：

$i=\left(\begin{array}{cc}{i}_p& j=(1~n)\\ i_n& j=(n+1~2n)\end{array}\right);$

其中j表示每相桥臂中子模块从上至下的依次排列的序号。

触发脉冲信号生成单元进行载波移相调制与载波比较，获得模块化多电平变换器中每 个子模块SM_n的IGBT开关信号的具体过程为：

将模块化多电平变换器每一相的上桥臂电压u_p或下桥臂电压u_n与子模块相间电压的 修正量u_Aref和相应子模块的电压修正量u_Bjref相叠加，获得指令生成信号V_jl：

上桥臂电压u_p和下桥臂电压u_n的表达式为：

$u_p=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}-u_l;$

$u_n=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}+u_l;$

式中l=a,b,c；由此，获得指令生成信号V_jl：

$\left(\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{jl}}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{u_p}{n}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2n}-\frac{u_l}{n}& (j=1~n)\\ V_{\mathrm{jl}}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{u_n}{n}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2n}+\frac{u_l}{n}& (j=n+1~2n)\end{array}\right),$

再将指令生成信号V_jl进行归一化，即获得每个子模块SM_n的IGBT开关信号。

本发明的优点：本发明所述基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器能够在电网畸 变的情况下，实现三相模块电容电压的均衡，能够对非线性负载进行谐波、无功综合补偿。

本发明所述有源滤波器中，模块化多电平变换器的输出波形质量高、模块化程度高、 可靠性高、拓展性强、便于维护；滤波器相对于传统的有源滤波器，交流侧无需滤波电感， dq解耦控制可以实现有功和无功的独立控制。

所述控制方法在动态过程中响应速度快，过渡平稳无超调，体现出了更好的动态性能。 由于采用载波移相调制方法，相同开关频率条件下等效开关频率高，减小开关损耗；同时 采用相间电容均压和环流抑制策略，使各个子模块电容电压和直流母线电压维持稳定，谐 波及无功补偿效果较好，由此提高了配电网的电能质量。

附图说明

图1是本发明所述基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器的原理框图；图中i_s为三相交流电网输出电能经过电网电抗L_S后的总电流，总电流i_s包括三相电流i_sa、i_sb和i_sc;；

图2是模块化多电平变换器的原理图；

图3是基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器的控制方法的控制框图；

图4是电流控制器的控制框图；

图5是均压与环流抑制单元的控制框图；

图6是直流母线电压建立过程曲线图；

图7是电网侧有功和无功变化过程曲线图；

图8是电网侧功率因数变化过程曲线图；

图9是现有模块化多电平变换器中，子模块电容电压波形图；

图10是采用本发明控制方法的均压控制后，子模块电容电压波形图；

图11是现有模块化多电平变换器中，环流波形图；

图12是采用本发明控制方法的均压控制后，环流波形图；

图13是三相非线性负载电流波形图；

图14是采用本发明控制方法后，电网电流波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述基于模块化 多电平变换器的并联有源滤波器，它包括模块化多电平变换器1，所述模块化多电平变换 器1为半桥型拓扑结构，其各相上、下桥臂各包括n个子模块SM_n，n为正整数；它还包 括电流变换单元2、谐波电流检测单元3、电流控制器4、电容C和电网电抗L_S，

电容C连接在模块化多电平变换器1直流侧的三相上桥臂公共点+p和三相下桥臂公 共点-n之间；

电网电抗L_S连接在三相交流电网和三相非线性负载之间，模块化多电平变换器1的 输出端公共点PCC连接在电网电抗L_S和三相非线性负载之间，模块化多电平变换器1的 控制信号输入端连接电流控制器4的控制信号输出端；

电流变换单元2用于对模块化多电平变换器1输出端的实际输出电流i_h进行采集， 并进行三相变两相及dq变换，再输出所述实际输出电流i_h的d轴分量i_d和q轴分量i_q， 该d轴分量i_d和q轴分量i_q输入到电流控制器4中；

谐波电流检测单元3用于采集模块化多电平变换器1的输出端公共点电压V_pcc、三相 非线性负载的输入电流i_L和电容C两端的电压U_dc，并基于瞬时功率理论计算获得三相非 线性负载的各次谐波电流d轴参考值i_dref和各次谐波电流q轴参考值i_qref，该各次谐波电 流d轴参考值i_dref和各次谐波电流q轴参考值i_qref输入到电流控制器4中；

电流控制器4根据所述d轴分量i_d、q轴分量i_q、各次谐波电流d轴参考值i_dref和各 次谐波电流q轴参考值i_qref计算获得对模块化多电平变换器1的控制信号。

具体实施方式二：下面结合图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步 说明，本实施方式所述n个子模块SM_n中每个子模块包括两个IBGT管，每个IGBT管各 反并联一个二极管，上侧IBGT管的集电极与下侧IBGT管的发射极之间串联一个储能电 容，模块化多电平变换器1的各相上、下桥臂的n个子模块与相应相的电网电流注入端之 间串联交流电抗器L₀。

本实施方式中，模块化多电平变换器1的交流母线侧无需滤波电感，节约了空间和成 本。交流电抗器L₀能够抑制模块化多电平变换器1各相桥臂之间直流电压的不同引起的 三相间环流，还可有效抑制直流母线故障时的交流冲击电流。根据子模块开关开通情况以 及电流流向，子模块共包含3种工作状态，分别称为闭锁、投入和切除。通过控制IGBT 的工作来决定输出电压的大小。

具体实施方式三：本实施方式对实施方式一或二作进一步说明，本实施方式所述三相 非线性负载为RL型三相不控六脉波整流桥。

具体实施方式四：下面结合图1至图4进行说明，本实施方式为一种基于模块化多电 平变换器的并联有源滤波器的控制方法，所述控制方法基于上述实施方式一、二或三所述 基于模块化多电平变换器的并联有源滤波器实现，

谐波电流检测单元3采集获得的模块化多电平变换器1的输出端公共点电压V_pcc经过 锁相环PLL进行锁相，获得与三相交流电网电压V_S的A相电压同相位的单位正弦信号， 该单位正弦信号与三相非线性负载的输入电流i_L经三相变两相及dq变换获得三相非线性 负载电流的d轴分量i_dn和三相非线性负载电流的q轴分量i_qn，三相非线性负载电流的d 轴分量i_dn和q轴分量i_qn再经低通滤波后分别获得三相非线性负载各次谐波电流的d轴分 量和q轴分量该各次谐波电流的d轴分量和q轴分量与所述单位正弦信号再 经dq反变换及两相变三相的变换后，获得三相非线性负载各次谐波的A相谐波电流i_ahn、 B相谐波电流i_bhn和C相谐波电流i_chn，三相非线性负载各次谐波的A相谐波电流i_ahn、B 相谐波电流i_bhn和C相谐波电流i_chn再经三相变两相及dq变换获得三相非线性负载d轴谐 波电流和各次谐波电流q轴参考值i_qref；三相非线性负载的输入电流i_L包括三相非线性负 载的A相输入电流i_La、B相输入电流i_Lb和C相输入电流i_Lc；

电容C的电容电压参考值谐波电流检测单元3采集获得的电容C两端的电压 U_dc作差后经PI控制器后生成电流补偿信号i_u，该电流补偿信号i_u与所述三相非线性负载 d轴谐波电流叠加后，获得三相非线性负载各次谐波电流d轴参考值i_dref；

电流控制器4将三相非线性负载各次谐波电流d轴参考值i_dref与模块化多电平变换器 1实际输出电流i_h的d轴分量i_d作差后获得第一误差分量e(z)，该第一误差分量e(z)与重 复控制内模相加的和作为输出信号一，该输出信号一一方面作为重复 控制内模的输入信号，另一方面与相位补偿信号z^-N+k相乘后获得输出 信号二；

三相非线性负载各次谐波电流d轴参考值i_dref与相位补偿环节z^k和比例环节k_p相乘 的乘积与输出信号二叠加后，再乘以幅值补偿信号K_rs(z)后，获得结果的相反数叠加上d 轴电压前馈信号u_sd和所述q轴分量i_q的dq解耦分量i_qωL，生成三相非线性负载的d轴电 压参考信号u_dref；

电流控制器4将三相非线性负载各次谐波电流q轴参考值i_qref与模块化多电平变换器 1实际输出电流i_h的q轴分量i_q作差后获得第二误差分量e(z)，该第二误差分量e(z)与重 复控制内模相加的和作为输出信号三，该输出信号三一方面作为重复 控制内模的输入信号，另一方面与相位补偿信号z^-N+k相乘后获得输出 信号四；

三相非线性负载各次谐波电流q轴参考值i_qref与相位补偿环节z^k和比例环节k_p相乘 的乘积与输出信号四叠加后，再乘以幅值补偿信号K_rs(z)后，获得结果的相反数叠加上q 轴电压前馈信号u_sq，同时减去所述d轴分量i_d的dq解耦分量i_dωL，生成三相非线性负载 的q轴电压参考信号u_qref；

三相非线性负载的d轴电压参考信号u_dref和q轴电压参考信号u_qref经dq反变换及两 相变三相的变换后，获得每个子模块SM_n的储能电容电压的A相指令信号u_a、B相指令 信号u_b和C相指令信号u_c，将储能电容电压的A相指令信号u_a、B相指令信号u_b和C 相指令信号u_c叠加上每个子模块SM_n的均压和环流抑制信号并进行归一化，最后通过触 发脉冲信号生成单元进行载波移相调制与载波比较，获得模块化多电平变换器1中每个子 模块SM_n的IGBT开关信号，该IGBT开关信号为电流控制器4控制信号输出端输出的对 模块化多电平变换器1的控制信号。

本实施方式中，基于MMC的并联有源滤波器采用dq轴的矢量控制，该控制方法具 有快速的电流响应特性以及很好的内在限流能力，因此非常适合于高压大功率场合。其外 环电压控制采用比例—积分PI控制，用来维持直流母线电容电压。内环电流控制用于实 现模块化多电平变换器1交流侧电流波形和相位的直接控制，以快速的跟踪参考电流。考 虑到负载典型的谐波为6n±1次，转换到dq坐标系下变成6n次，基于这种特性，电流控 制器框图如图4所示，其补偿函数由两部分组成，K_rs(z)完成幅值补偿，相位补偿由前级 的z^-N+k中的k拍完成，指令前馈通道放在两者之间。指令前馈通道上新增纯比例环节k_p且满足k_pk_r=1。新增输入信号的相位补偿环节z_k，其目的是为了实现对指令输入信号的k 拍超前。

z^-N为一个基波周期的延迟环节，N为一个基波周期的采样点数；相位补偿环节z^k目 的是为了实现对指令信号的k拍超前。

具体实施方式五：下面结合图1至图5说明本实施方式，本实施方式对实施方式四作 进一步说明，本实施方式所述每个子模块SM_n的均压和环流抑制信号通过均压与环流抑 制单元获得，每个子模块SM_n的均压和环流抑制信号包括子模块相间电压的修正量u_Aref和相应子模块的电压修正量u_Bjref，其具体获得过程为：

均压与环流抑制单元将每个子模块SM_n的储能电容电压参考值u_cref与其所在相桥臂 的n个子模块电容电压的平均值u_cav作差，经PI调节器得到环流参考值Δi_z，将环流实际 值i_z与环流参考值Δi_z与作差后，经过比例谐振调节器调节获得子模块相间电压的修正量 u_Aref；

环流实际值i_z的表达式为：

$i_z=\frac{1}{2}(i_p+i_n),$

其中i_p为当前子模块所述相上桥臂电流，i_n为当前子模块所述相下桥臂电流；

比例谐振调节器的传递函数G_PR(s)表达式为：

$G_{\mathrm{PR}}\left(s\right)=k_p+\underset{k}{\Sigma }\frac{{2k}_1{\omega }_{c}s}{s^2+{2\omega }_{c}s+{\left(\mathrm{k\omega }\right)}^2},$

其中k_p为比例系数，k为谐波次数，k₁为谐振参数，ω_c为截止频率，ω为电网频率；

再将每个子模块SM_n的储能电容电压参考值u_cref与实际检测获得的储能电容电压u_cj作差，j=1～2n，获得储能电容电压误差，该储能电容电压误差经过比例调节参数k_i后乘以 符号函数sign得到相应子模块的电压修正量u_Bjref；

符号函数sign的表达式为：

$\mathrm{sign}=\left(\begin{array}{cc}+1& i\ge 0\\ -1& i<0\end{array}\right);$

上式中电流i的表达式为：

$i=\left(\begin{array}{cc}{i}_p& j=(1~n)\\ i_n& j=(n+1~2n)\end{array}\right);$

其中j表示每相桥臂中子模块从上至下的依次排列的序号。

具体实施方式六：下面结合图1至图14说明本实施方式，本实施方式对实施方式五 作进一步说明，本实施方式所述触发脉冲信号生成单元进行载波移相调制与载波比较，获 得模块化多电平变换器1中每个子模块SM_n的IGBT开关信号的具体过程为：

将模块化多电平变换器1每一相的上桥臂电压u_p或下桥臂电压u_n与子模块相间电压 的修正量u_Aref和相应子模块的电压修正量u_Bjref相叠加，获得指令生成信号V_jl：

上桥臂电压u_p和下桥臂电压u_n的表达式为：

$u_p=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}-u_l;$

$u_n=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}+u_l;$

式中l=a,b,c；由此，获得指令生成信号V_jl：

$\left(\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{jl}}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{u_p}{n}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2n}-\frac{u_l}{n}& (j=1~n)\\ V_{\mathrm{jl}}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{u_n}{n}=u_{\mathrm{Aref}}+u_{\mathrm{Bjref}}+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2n}+\frac{u_l}{n}& (j=n+1~2n)\end{array}\right),$

再将指令生成信号V_jl进行归一化，即获得每个子模块SM_n的IGBT开关信号。

本实施方式中，为了使各相之间电容电压均衡以及由此产生的三相之间的环流，在电 流控制器中还加入了均压控制和环流抑制。子模块电容电压均衡控制就是通过反馈机制， 将子模块电容电压的参考值与瞬时值做比较后迅速做出调整，主要包括相间电压均衡和独 立电容电压均衡。环流包含直流分量和二倍频交流分量，由于MMC三相严格对称，三相 桥臂上直流电流分量均分直流侧电流。本实施方式中的环流主要包括直流分量和二倍频交 流分量。比例谐振调节器不仅能对直流量进行无差跟踪，同时对交流量也可实现无差跟踪， 它能在特定的频率下具有无限大增益。

由于相间电压均衡控制只能保证三相间的能量平衡，而无法保证每一相每一个子模块 的电容电压平衡，因此，在此基础上叠加了独立电容电压均衡控制。该控制方法基本原理 是，每一个子模块储能电容电压参考值u_cref与实际检测的子模块储能电容电压u_cj(j=1～2n) 做差，得到的误差信号，再经过比例调节参数为k_i后乘以符号函数得到相应子模块的误 差u_Bref。由于上、下桥臂的电流指令值不同，上、下桥臂电流的方向决定能量的注入或输 出，通过实时检测上、下桥臂电流的瞬时值i，当功率元器件向公共直流母线输出有功功 率时，即对电容进行放电，反之，则对电容进行充电，由此得到独立电容电压的修正量， 使得每个电容电压维持在参考值附近。

通过电磁暂态仿真软件PSCAD/EMTDC对本发明控制方法建立仿真模型，图6所示， 直流电压建立过程响应较快，且几乎没有波动。在0.5s投入MMC-APF后发出2Mvar无 功Q，有功P几乎不受影响，实现了有功和无功的独立控制，且功率因数PF接近于1， 如图7和图8所示。加入均压和环流抑制策略前后效果对比如图9至图12所示，从图中 可以看出控制效果明显。三相非线性负载电流和三相电网电流的波形如图13和图14所示， 经过补偿后，电网电流波形接近正弦波，验证所述滤波器具有良好的谐波治理效果。