一种光伏储能系统的光伏Boost变换器双闭环控制方法

摘要

本发明揭示了一种光伏储能系统的光伏Boost变换器双闭环控制方法，当光伏Boost变换器处于恒流供电工作状态下，光伏Boost变换器输出端采集电流和电压信号并反馈至光伏Boost变换器的电流环PI调节器。本发明的控制方法外环为Boost电路输出电压环，可改善输出电压波形，提高稳态精度和抗扰性能；内环为Boost电路电感电流环，可提高系统的动态性能。整个控制方法可以获得稳定的直流母线电压，与现有的光伏侧Boost变换器的MPPT控制策略相比，可以使得整个光伏储能系统的稳定控制，同时也减小了的整个系统的控制复杂度。

说明书

技术领域

本发明涉及光伏储能领域，尤其涉及光伏储能系统中光伏侧BOOST变换器的双闭环控制策略。

背景技术

传统的光伏系统，光伏Boost变换器控制策略大都采用最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking，MPPT)模式，可以获得最大的发电效率，并获得最优的效益。

光伏储能系统中功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器。三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网。其中光伏侧Boost变换器的MPPT控制策略不能获得稳定的直流母线电压，不利于整个光伏储能系统的稳定控制，同时也增加的整个系统的算法控制复杂度。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是实现一种可以获得稳定的直流母线电压的电压电流双闭环控制策略。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种光伏储能系统的光伏Boost变换器双闭环控制方法，所述光伏储能系统包括光伏组件、锂离子电池、公共电网、本地负载以及功率变换器，所述功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器，所述锂离子电池经电池侧Buck-Boost变换器连接负载侧全桥逆变器，所述光伏组件经光伏侧Boost变换器连接负载侧全桥逆变器，所述变换器连接负载侧全桥逆变器连接本地负载；

当光伏Boost变换器处于光伏供电工作状态下，光伏Boost变换器输出端采集电流和电压信号并反馈至光伏Boost变换器的电流环和电压环PI调节器。

将补偿后电流环的穿越频率f_ic设置在开关频率fs的1/15处，并将电流环PI调节器的转折频率f_in设置在震荡环节转折频率与补偿后电流环穿越频率之间

所述光伏Boost变换器的电感参数取L＝2mH，直流母线电容参数取C＝2000uF，直流母线电压为480V，占空比取0.5，负载按照光伏最大输出功率5kW设计取为R＝46.08Ω，所述PI调节器包括电压环PI调节器和电流环PI调节器，其中电流环PI调节器的参数为$>\left(\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{ip}}=0.015\\ K_{\mathrm{ii}}=15\end{array}\right),$>电压环PI调节器的参数为$>\left(\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{vp}}=2\\ K_{\mathrm{vi}}=500\end{array}\right).$>

所述震荡环节的转折角频率为：其中D为开关管S1占空比，D’＝1-D，C为直流母线电容。

本发明的控制方法外环为Boost电路输出电压环，可改善输出电压波形，提高稳态精度和抗扰性能；内环为Boost电路电感电流环，可提高系统的动态性能。整个控制方法可以获得稳定的直流母线电压，与现有的光伏侧Boost变换器的MPPT控制策略相比，可以使得整个光伏储能系统的稳定控制，同时也减小了的整个系统的控制复杂度。

附图说明

下面对本发明说明书中每幅附图表达的内容作简要说明：

图1光伏储能系统拓扑图；

图2Boost等效原理图；

图3Boost变换器工作在CV模式下的控制框图；

图4Boost变换器工作在CV模式下电流环补偿后开环幅频特性图；

图5Boost电路工作在CV模式下电压环控制框图；

图6简化的电压环控制框图；

图7Boost电路工作在CV模式下电压环补偿后开环幅频特性图。

具体实施方式

参见图1可知，一种光伏储能系统包括光伏组件、锂离子电池、公共电网、本地负载以及功率变换器，其中功率变换器包括光伏侧Boost变换器、电池侧Buck-Boost变换器以及负载侧全桥逆变器，该锂离子电池经电池侧Buck-Boost变换器连接负载侧全桥逆变器，该光伏组件经光伏侧Boost变换器连接负载侧全桥逆变器，该变换器连接负载侧全桥逆变器连接本地负载，上述三个变换器都跨接到公共直流母线上，从而组成一个直流微网。

参见图2可知，当系统处于恒流供电状态下(CV-Constant Voltage)模式，控制直流母线电压恒定,其控制策略采用图3所示的双闭环控制，G_id(S)和G_vi(s)是Boost电路建立在小信号交流模型下的传递函数，其具体表达式如下：

$>\left(\begin{array}{c}{G}_{\mathrm{id}}\left(s\right)=\frac{{\hat{i}}_L\left(s\right)}{\hat{d}\left(s\right)}=\frac{V_{\mathrm{PV}}(\mathrm{RCS}+2)}{({\mathrm{LCS}}^2+\frac{L}{R}S+D^{\prime 2})D^{\prime }R}\\ G_{\mathrm{vi}}\left(s\right)=\frac{{\hat{v}}_o\left(s\right)}{{\hat{i}}_L\left(s\right)}=\frac{D^{\prime 2}R-\mathrm{SL}}{(\mathrm{RCS}+2)D^{\prime }}\end{array}\right)---\left(1\right)$>

其中：C为直流母线电容，R为Boost电路等效负载，D为开关管S1占空比，D’＝1-D。

根据式(1)，电流环在补偿前的开环传递函数为：

$>G_i\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{PWM}}·V_{\mathrm{PV}}·(\mathrm{RCS}+2)}{({\mathrm{LCS}}^2+\frac{L}{R}S+D^{\prime 2})D^{\prime }R}---\left(2\right)$>

其中：K_PWM为调制器输入到占空比输出的传递函数，其值为1。

将实际参数代入式(2)，可知，式中分母没有实根，故被控对象含有一个二阶震荡环节：

$>G\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{PV}}}{({\mathrm{LCS}}^2+\frac{L}{R}S+D^{\prime 2})D^{\prime }R}=\frac{\frac{V_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{LCR}}}{S^2+\frac{1}{\mathrm{RC}}S+\frac{D^{\prime 2}}{\mathrm{LC}}}---\left(3\right)$>

该震荡环节的转折角频率为：

$>{\omega }_c=\frac{D^{\prime }}{\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(4\right)$>

将补偿后电流环的穿越频率f_ic设置在开关频率f_s(15kHz)的1/15处。将电流环PI调节器的转折频率fin设置在震荡环节转折频率与补偿后电流环穿越频率之间，以保证补偿后电流环幅频特性曲线以-20dB/dec的斜率穿过零点，取为1000rad/sec,即有：

$>\left(\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{in}}=\frac{1000}{2\pi }\\ f_{\mathrm{ic}}=\frac{f_s}{15}\end{array}\right)---\left(5\right)$>

设电流环PI调节器参数为：

$>C_i\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{ip}}S+K_{\mathrm{ii}}}{S}---\left(6\right)$>

通过以下方程组可求解得到电流环控制器参数：

$>\left(\begin{array}{c}\frac{K_{\mathrm{ii}}}{K_{\mathrm{ip}}}=1000\\ {|\frac{K_{\mathrm{ip}}S+K_{\mathrm{ii}}}{S}·\frac{K_{\mathrm{PWM}}{V}_{\mathrm{PV}}(\mathrm{RCS}+2)}{({\mathrm{LCS}}^2+\frac{L}{R}S+D^{\prime 2})D^{\prime }R}|}_{s=j2\pi f_{\mathrm{ic}}}=1\end{array}\right)---\left(7\right)$>

光伏侧电感参数取L＝2mH，直流母线电容参数取C＝2000uF，直流母线电压为480V，占空比取0.5，负载按照光伏最大输出功率5kW设计取为R＝46.08Ω。将以上参数代入式(7)可解得电流环PI调节器参数。最终取参数为：

$>\left(\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{ip}}=0.015\\ K_{\mathrm{ii}}=15\end{array}\right)---\left(8\right)$>

参见图4补偿前后电流环开环传递函数的伯特图可知，补偿后电流环开环传递函数幅频特性曲线以-20dB/dec的斜率穿过零点。系统穿越频率为2.6e+3rad/sec，相角裕度为68.7deg，可以获得较好的动态特性和稳态特性。

如图5所示，把电流环闭环传递函数作为被控对象的一部分。由于电流环带宽远高于电压环，故电流环的闭环传递函数可用增益为1的比例环节代替，故得到简化的电压环结构如图6所示。

根据式(1)，上述电压环被控对象含有两个转折频率。将补偿后电压环的穿越频率fvc设置在电流环穿越频率fic的1/5。将电压环PI调节器的转折频率fvn设置在被控对象较小转折频率与补偿后电压环穿越频率之间，以保证补偿后电压环幅频特性曲线以-20dB/dec的斜率穿过零点，取为250rad/sec。即有：

$>\left(\begin{array}{c}{f}_{\mathrm{vn}}=\frac{250}{2\pi }\\ f_{\mathrm{vc}}=\frac{f_{\mathrm{ic}}}{5}\end{array}\right)---\left(9\right)$>

设电压环PI调节器参数为：

$>C_v\left(s\right)=\frac{K_{\mathrm{vp}}S+K_{\mathrm{vi}}}{S}---\left(10\right)$>

通过以下方程组可求解得到电压环控制器参数：

$>\left(\begin{array}{c}\frac{K_{\mathrm{vi}}}{K_{\mathrm{vp}}}=250\\ {|\frac{K_{\mathrm{vp}}S+K_{\mathrm{vi}}}{S}·\frac{D^{\prime 2}R-\mathrm{SL}}{(\mathrm{RCS}+2)D^{\prime }}|}_{s=j2\pi f_{\mathrm{vc}}}=1\end{array}\right)---\left(11\right)$>

将相关参数代入上式，即可求得电压环PI调节器参数。最终取参数为：

$>\left(\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{vp}}=2\\ K_{\mathrm{vi}}=500\end{array}\right)---\left(12\right)$>

如图7所示补偿前后电压环开环传递函数的伯特图。补偿后电压环开环传递函数幅频特性曲线以-20dB/dec的斜率穿过零点。系统穿越频率为536rad/sec，幅值裕度为21.2dB，相角裕度为66.5deg，可以获得较好的动态特性和稳态特性。

上面结合附图对本发明进行了示例性描述，显然本发明具体实现并不受上述方式的限制，只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本发明的构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围之内。