用于使用轨线中点旋转来检测高阶调制的符号定时误差的位同步器及相关方法

摘要

本申请案涉及一种用于使用轨线中点旋转来检测高阶调制的符号定时误差的位同步器及相关方法。通信装置包含接收具有同相I及正交Q信号分量的通信信号的输入。位同步电路检测所述通信信号中的符号定时误差且包含符号映射器电路，所述符号映射器电路经配置以接收I及Q信号分量并确定信号群集内的向量的转变样本。旋转产生器电路耦合到所述符号映射器电路且经配置以使所述转变样本的轨线在其中点处旋转，以确定所述符号定时误差。

说明书

技术领域

本发明涉及通信领域，且更明确地说，本发明涉及位同步及检测所接收通信信号中的符号定时误差。 

背景技术

数字接收器需要确定符号定时误差及载波相位或频率误差的电路。通常在数字通信系统中，每符号间隔对解调器的输出大约进行一次周期性取样以恢复所发射信息。由于从发射器到接收器的传播延迟在接收器处是未知的，因此将符号定时从所接收信号导出以对解调器的输出进行同步取样。如果检测器是相位相干的，那么所发射信号中的传播延迟通常形成必须估计的载波偏移。经由通信信道所发射的任何信号使那些信号延迟且通过添加高斯噪声而使所述信号损坏。如果相干地检测到所述信号，那么需要符号同步及载波恢复。 

解调需要确定任何传播延迟。使对此所接收信号进行解调在时间上同步所需的精确性通常取决于符号间隔，此还取决于时间延迟。应用于解调中所使用的信号参数估计的不同准则包含最大似然(ML)准则及最大后验概率(MAP)准则。借助ML估计，观察间隔用作时间间隔内的所接收信号且使用更新估计的追踪回路而在连续基础上执行估计。可使用导频信号来估计载波相位，如所属领域的技术人员所已知。锁相回路(PLL)用于获取及追踪载波分量。在其它技术中，直接从经调制信号导出载波相位估计。所述技术具有总发射器功率被分配到载信息的信号的发射的优点。 

决策引导的回路通常用于估计相位，如所属领域的技术人员所已知。通常可假设已使用决策引导的参数估计来估计观察间隔内的信息序列。还已知且使用非决策引导的回路。定时恢复通常使用平方律装置及科斯塔斯(Costas)回路而实现，如所属领域的技术人员所已知。 

在这些数字通信系统中，在精确取样时间时刻处对解调器输出进行周期性取样以获得符号定时估计及确定接收器处的时钟信号。提取时钟信号称为符号同步或定时恢复。 在一项已知技术中，接收器电路确定对匹配滤波器或相关器的输出进行取样的频率，但还确定在每一符号间隔内在何处取得样本。取样时刻的选择通常称为定时相位。 

可类似于林赛(Lindsey)的“数字数据转变回路”(DDTL)而使用决策引导的定时检测器(DDTD)，如林赛的文章技术出版物TP-73-18(Technical Publication TP-73-18)(位同步系统性能表征、建模及折衷研究(Bit Synchronization System Performance Characterization，Modeling，and Tradeoff Study)(空中任务A5355352-054E-3F09905003)，W.C.林赛，南加州大学，1973年9月4日)中所陈述，所述文章的揭示内容特此以其全文引用的方式并入。当不存在转变时，零被作为误差而发送。当发生转变时，使用转变样本来确定误差项。此技术用于如BPSk及QPSK的低阶调制且仅需要每符号两个样本。还可使用非决策引导的定时估计。通常，代替等效匹配滤波器而使用相关器，其中两个相关器在符号间隔内集成且误差信号通过取得两个相关器输出的绝对值之间的差而形成。 

众所周知的技术及定时恢复回路为还包含加德纳(Gardner)定时恢复算法的全数字定时恢复回路。其是广泛使用的且使用每符号两个样本。加德纳定时恢复电路使用加德纳的方法来恢复输入信号的符号定时相位。此电路实施独立于载波相位恢复的无数据辅助的反馈方法。形成电路的算法的部分的定时误差检测器需要每符号至少两个样本，所述两个样本中的一者是在其处可做出决策的点。恢复方法估计每一传入符号的符号定时相位偏移且输出对应于所估计符号取样时刻的信号值。第二输出返回每一符号的所估计定时相位恢复偏移，所述偏移为小于N的非负实数，其中N为每符号样本的数目。误差更新增益参数为用于更新连续相位估计的步骤大小。 

不受载波偏移影响，定时恢复回路可首先锁定，因此简化载波恢复的任务。使用以下方程式来计算加德纳算法的误差： 

e_n=(y_n-y_n-2)y_n-1

其中y_n与y_n-2之间的间距为T秒且y_n与y_n-1之间的间距为T／2秒。 

可使用加德纳误差的正负号来迟或早地确定取样是否正确。加德纳误差对符号转变是最有用的。以下文章中给出加德纳定时恢复算法的说明：加德纳F.M.，“用于经取样接收器的BPSK／QPSK定时误差检测器(A BPSK／QPSK Timing-Error Detector for Sampled Receivers)”，IEEE通信学报，第COM-34卷，第5期，1986年5月，423-429页，所述文章的揭示内容特此以其全文引用的方式并入。 

在具有较高阶调制的一些例子中，从一个群集点到下一群集点的转变可不与实数或虚数轴平行。因此，一些传统符号追踪检测器依赖于高度过取样信号的绝对值。通常，较低级调制将仅使用每符号两个样本，且期望利用现有信号处理及功能来提供较高阶调 制下的符号追踪。 

发明内容

一种通信装置包含接收具有同相(I)及正交(Q)信号分量的通信信号的输入。位同步电路检测所述通信信号中的符号定时误差且包含符号映射器电路，所述符号映射器电路经配置以接收I及Q信号分量并确定信号群集内的向量的转变样本。旋转产生器电路耦合到所述符号映射器电路且经配置以使所述转变样本的轨线在其中点处旋转以确定所述符号定时误差。 

附图说明

图1是展示全数字符号定时恢复电路的现有技术实例的框图，所述全数字符号定时恢复电路使用线性内插器及加德纳定时误差检测器(TED)来恢复符号定时。 

图2A是与并入有决策引导的定时检测器的位同步器系统(BSS)一起工作的现有技术数字数据转变追踪回路(DDTL)的框图。 

图2B是作为图2A中的DDTL的一部分的现有技术决策引导的定时检测器(DDTD)的框图。 

图3是展示如常用于一些BSS中的绝对值方法的转变样本的曲线图。 

图4是根据非限制性实例的展示二进制角度测量(BAM)及展示所发射相位位置及转变样本的8-PSK群集相位图。 

图5A到5C是根据非限制性实例的展示转变样本旋转的实例的群集相位图。 

图6是根据非限制性实例的展示用于使用轨线中点旋转来检测较高阶调制的符号定时误差的电路的固定点二进制实施方案的框图。 

图7是展示类似于图6中所展示的电路的如用于检测符号定时误差的逻辑电路一样由VHDL(VHSIC硬件密度语言)形成的电路的实例的框图。 

图8A到8D是根据非限制性实例的针对具有不同旋转的16-QAM群集的群集相位图的实例，及图8E展示转变的曲线图。 

图9A到9C是基于本发明的展示典型检测器性能的曲线图，且图9A中展示BPSK符号定时检测器结果，图9B中展示QPSK符号定时检测器结果，及图9C中展示8-PSK符号定时检测器结果。 

图10是根据非限制性实例的展示可使用的若干个通信装置及其它通信组件的通信 系统的实例的框图。 

具体实施方式

现在参考附图将在下文中更全面地描述不同实施例，其中展示优选实施例。可陈述许多不同形式且所描述实施例不应解释为限制于本文中所陈述的实施例。而是，提供这些实施例使得本发明将是透彻且完整的，且将向所属领域的技术人员全面传达本发明的范围。 

所属领域的技术人员应了解，如所描述的系统、通信装置、方法及技术不限于与任何特定通信标准(无线或其它)一起使用且可经调试以用于与众多无线(或有线)通信标准一起使用，例如增强型数据速率GSM演进(EDGE)、通用分组无线服务(GPRS)或增强型GPRS(EGPRS)、扩展数据速率蓝牙、宽带码分多址(WCDMA)、无线LAN(WLAN)、超宽带(UWB)、同轴电缆、雷达、光学器件等。此外，本发明不限于与特定PHY或无线电类型一起使用，但还适用于其它兼容技术。 

贯穿本说明，将术语通信装置定义为经调适以经由媒体发射、接收或发射及接收数据的任何设备或机构。通信装置可经调适以经由任何适合媒体通信，例如RF、无线、红外线、光学、有线、微波等。在无线通信的情形中，通信装置可包括RF发射器、RF接收器、RF收发器或其任何组合。无线通信涉及：射频通信；微波通信，举例来说经由高度定向天线的远程视线或短程通信；及／或红外线(IR)短程通信及卫星通信。应用可涉及点对点通信、点对多点通信、广播、蜂窝式网络及其它无线网络。 

如所描述的技术使用轨线中点旋转来提供用于高阶调制的位同步器及符号定时误差检测器。此技术以每符号仅两个样本使用轨线中点旋转来提供用于任何阶调制的符号定时误差的导出的精简单一形式解决方案。所揭示技术为简单设计且使用理想轨线或其它所导出轨线的中点来提供旋转向量并形成用于任何高阶调制的符号定时误差测量。一个实例使用了使用门阵列的简单且紧凑的基于逻辑的电路设计，所述电路设计可用于二进制相移键控(BPSK)到8-PSK(相移键控)且可易于扩展到较高阶调制。 

在当前技术水平中，用于较高阶调制的通信系统对一符号进行超过两个样本的过取样。所述技术已是现状，但技术发展已产生在较新军事调制解调器中使用较高阶调制的更优且更快的现场可编程门阵列(FPGA)，且必须解决此技术问题。现有技术系统对于先前遗留设计通常是可接受的且目标为特定调制。 

目前，需要一种基于软件定义的无线电技术的通用现场可编程门阵列，所述通用现 场可编程门阵列在同一设计内覆盖多个波形。较高阶调制总是解调及处理时的问题，这是因为其需要过取样或需要导致符号率及／或性能减小的均衡器。下文所阐释的所揭示系统及方法允许在不增加取样速率及改进性能的情况下的较高速率，同时减小大小及功率。同一设计可易于修整为适应几乎任何调制，同时针对一符号维持两个样本。当与遗留方法相比时，所述设计通常不受正规化影响。相位检测器具有各种特性且可使用如经调整以用于平均转变密度的随机数据而产生。峰值通常不是特别重要的，而是曲线的斜率接近零。如果复数旋转向量及不同调制阶数的斜率已较接近，那么可按比例缩放所述复数旋转向量以匹配所述斜率。 

应理解，相干PSK解调器的两个基本功能是载波相位及符号定时恢复，且如所描述的技术将通用载波相位误差检测电路与适用于任何较高阶调制的新的符号定时误差检测器组合在一起。相同符号定时逻辑可用于BPSK、QPSK及8-PSK，但可经扩展以包含任何较高阶调制。其还可应用于除PSK之外的其它调制。此轨线中点定时检测器允许在每符号仅两个样本的情况下的较高阶调制符号追踪。 

现在接着对接收器中的定时及载波恢复的基本元件的简短说明，此通常包含接收器回路且提供自动增益控制(AGC)、定时恢复、载波恢复及信道均衡。定时恢复通常包含定时恢复回路，其中各种类型的定时恢复电路包含迟早门算法、米勒-穆勒(Mueller and Muller)算法以及加德纳算法。载波恢复包含具有相位检测器及回路滤波器的锁相回路或科斯塔斯回路及载波恢复算法。 

如所描述的技术是位同步的数据导出技术且不使用将把额外信号添加到频域的导频频率。在数据导出技术中，接收器直接从所接收信号获得位同步时钟且不需要任何额外频谱中的额外能量。接收器发现位(符号)的开始及结束且决定将符号的中部定位在何处以正确地检测数据，这是因为符号的上升边缘及下降边缘是失真的。接收器产生以与发射器时钟相同的频率工作的局部同步时钟，其中整个过程称为位同步。 

自动增益控制(AGC)按比例调整到已知功率水平且通常在模拟域中实现。如果所接收信号强度较高，那么发生削波，且如果所接收信号较低，那么因量化而发生失真。定时恢复回路获得符号同步且需要估计符号周期的经确定取样频率及取样相位以确定在符号周期内取得样本的正确时间。通常，发射器振荡器产生以已知载波频率存在的正弦载波信号。在接收器处，将通带信号乘以从本地振荡器产生的正弦曲线。任何频率偏移均可致使所接收信号群集旋转。此旋转应在做出准确符号决策之前被移除。大多数接收器中采用的载波恢复回路移除频率偏移且在基带处处理信号。接收器通常包含作为自适应滤波器的均衡器以通过校正信道的效应移除符号间干扰。 

接收器处的处理器必须确定样本频率及在每一符号间隔内其取得样本的位置，这是因为其最初不知道脉冲的精确到达时间。定时恢复包含用以使用标准算法来估计定时误差的定时测量及调整电压或数控振荡器的定时相位或使用多相速率改变滤波器或调整所接收滤波的定时校正。 

图1以20图解说明使用加德纳算法来检测符号误差的数字符号定时恢复电路，例如使用的接收器及解调器的部分。电路20包含线性内插器22及加德纳定时误差检测器(TED)24，后跟数字回路滤波器26及数控振荡器(NCO)28。此电路20是类似于锁相回路(PLL)而操作的反馈定时误差同步器。线性内插器22计算邻近信号样本之间的中间值且可在模／数转换器实际取样的那些样本之间产生样本且因此内插。使用这些中间样本，内插器22可借助所内插信号将有效取样频率及相位调整为含有n倍多的样本的原始信号的平稳版本。线性内插器22可使用有限脉冲响应(FIR)滤波器来设计。加德纳TED24将所接收波形与每个符号中的本地所产生信号进行比较。可发生相位及频率偏移，其中频率偏移由发射器与接收器的取样速率的差异导致。此还可由多普勒(Doppler)移位导致。回路滤波器可用于使用比例积分(PI)配置来追踪出相位及频率误差。闭合回路传送功能可具有稳定二级传送功能且追踪出相位及频率偏移。数控振荡器(NCO)控制回路的所估计定时。 

与直接关于所接收滤波器进行取样相比，匹配滤波可给接收器提供较强信号。标准二阶回路滤波器可用作内插器的控制信号。可使用一些迟早门算法以及需要每符号一个样本的米勒-穆勒算法。加德纳算法是广泛使用的且使用每符号两个样本。其通常不受载波偏移影响且允许定时恢复回路首先锁定并简化载波恢复。通常，加德纳定时恢复电路恢复输入信号的符号定时相位且并入有独立于载波相位恢复的无数据辅助的反馈。定时误差检测器需要每符号至少两个样本，所述两个样本中的一者是在其处做出决策的点。此恢复技术估计每一传入符号的符号定时相位偏移且输出对应于所估计符号取样时刻的信号值。第二输出返回每一符号的所估计定时相位恢复偏移，所述偏移为小于“n”的非负实数，其中“n”为每符号样本的数目。误差更新增益参数用于更新连续相位估计。 

在另一类型的定时恢复中，发射器及接收器依相同时钟而操作。作为替代方案，连同数据一起发射时钟频率。载波恢复通常包含估计作为载波频率偏移的载波同步参数及作为相位不稳定性及振荡器的载波相位偏移。载波恢复回路可借助培训信号以及载波频率及相位而使用锁相回路。此外，可使用前馈数字载波恢复技术。将振荡器电压的输出相位相位锁定与参考电压的相位对准。相位锁定通过暂时改变振荡器的频率同时将振荡 器与参考信号的相位进行比较而实现。相位检测器产生驱动锁相回路的误差信号且可为正弦或正交相位检测器。 

回路滤波器对相位误差信号进行滤波以将较好信号提供到电压或数控振荡器。选择用于回路滤波器的增益参数以控制锁相回路的回路带宽。在全数字接收器中，数字锁相回路被使用且通常使用二阶回路滤波器与VCO替换直接数字合成器(DDS)。使用反正切功能电路来实施相位检测器。 

在载波恢复过程的开始处，实现符号同步。在不知道载波相位或频率变化／偏移的情况下确定符号定时。符号解码器的输出被反馈到比较电路且经解码符号与所接收信号之间的相位差／误差管控本地振荡器。决策引导的技术可用于使小于符号率的频率差同步，这是因为以符号率或接近符号率对符号执行比较。其它频率恢复技术可实现初始频率获取。一种类型的决策引导的载波恢复以产生表示复数平面中的符号坐标的同相及正交信号的正交相位相关器开始。此点可对应于调制群集图中的位置。举例来说，反正切电路计算所接收值与最近／经解码符号之间的相位误差。作为消波器电路(或限制器)的限幅器将所接收符号量化到最近群集点。所述经量化符号用作实际所发射符号的估计。因此，反正切发现样本的所接收相位与限幅器的输出的相位之间的差。通常，反正切查找表用于硬件中，但其它方法可用于避免在硬件中实施反正切查找表。 

根据非限制性实例的所揭示技术解决相干PSK解调器的两个基本功能，即，其载波相位及符号定时恢复。如之前所述的此技术将通用载波相位误差检测电路与新类型的符号定时误差检测器组合在一起且与任何较高阶调制一起工作。在此技术中，相同符号定时逻辑用于BPSK、QPSK及8-PSK且可经扩展以包含任何高阶调制。其可应用于除PSK之外的其它调制且描述为轨线中点导引的定时检测器。其允许在每符号仅两个样本的情况下的较高阶调制符号追踪。 

图2A图解说明操作为数字数据转变追踪回路(DTTL)的位同步系统(BSS)30。所述系统包含接收输入信号的两个并联积分器电路32、决策电路34、转变检测器电路36、定时产生器电路38、数字滤波器40及延迟电路42。混合器44接收来自转变检测器电路及延迟电路的信号并将所述信号输入到数字滤波器中。此数字数据转变追踪回路(DTTL)使用决策反馈及误差信道，其中“窗”用于改进追踪性能。所述参数用于调整窗宽度。 

图2B展示决策引导的符号定时检测器50，其包含接收通信信号的匹配滤波器52及转变检测器54。图解说明延迟电路56及二进制(2’s)补码电路58。符号定时相位误差经由输出60而输出。 

作为实例，此DDTD用于BPSK及QPSK。通常存在来自匹配滤波器52到符号定时回路的每符号两个样本。在此实例中，其为用于NRZ数据的通用决策引导的定时检测器(DDTD)。众所周知，NRZ(不归零)线路代码是二进制代码，其中1由例如正电压的有效条件表示且0由例如负电压表示。 

图2B中所展示的DDTD50是由W.C.林赛在上文所识别技术出版物TP-73-18中所描述的技术的一部分。当不存在转变时，0被作为误差而发送。此需要在回路计算中考虑转变密度。如果通过检查软决策(SD)的正负号，发生上升边缘转变，那么转变(TR)样本的值用作相位误差。如果转变基于软决策的正负号位表示下降边缘，那么转变样本经二进制补码以维持相位检测器的斜率。对于BPSK或QPSK，转变总是与实数或虚数轴有关。如果存在噪声，那么软决策的名义上经正规化振幅为+／-A，相位检测器增益(Dg)由相位检测器曲线的斜率表示且在无噪声环境中可大约为A／pi。在噪声环境中，斜率(kd)减小。 

图3展示展现绝对值及展示具有SD的绝对值的软决策的曲线图。在此实例中，绝对值用于驱动回路直到A=B为止。此需要每符号较多样本以得到关于A及B的良好解决且通常可用于较高阶调制。 

在较高阶调制的情形中，从一个群集点到下一群集点的转变可不与实数或虚数轴平行。因此，传统符号追踪检测器依赖于高度过取样信号的绝对值。 

根据非限制性实例的新技术类似于较低级调制使用传统每符号两个(2个)样本，同时利用现有信号处理功能来提供符号追踪。即时技术使轨线旋转使得其与实数轴平行。转变样本可用作定时误差。图4中展示实例8-PSK群集相位图，其中叠加轨线向量的一些实例。 

二进制角度测量(BAM)用于表示相对相位角度。对于此实例，在8-PSK图上展示仅BAM角度的最高有效3个位。向量V1及V2两者具有将允许传统DDTD如之前所阐释地工作的轨线，但在向量3的情形中，轨线中点既不垂直于I轴又不垂直于Q轴。在传统设计的情况下，其将被忽略。BAM角度或硬决策通常存在于基于所接收接通时间样本的大多数解调器中。如所描述的技术使用基于特定调制而分组的二进制BAM角度／硬决策，此可或可不是载波相位检测器的一部分，且确定什么理想轨线应已用于特定转变。 

使用此技术的电路接着经由复数权数的乘法将坐标轴旋转到适当角度，使得轨线向量沿正方向平行于实数轴。在图4中所展示的群集图中，向量V1将不需要旋转，这是因为其从左到右且平行于实数轴行进。中间的转变样本将类似于DDTD中的BPSK转变。如图5A到5c中所展示，其它向量将需要被旋转。V2的中间的转变样本将被顺时针旋 转90°且将产生等同于V1的决策引导的定时误差项。在V3的情形中，转变样本将被顺时针旋转45°，使得V3’平行于实数轴且从左到右行进。将对每一转变向量执行此一般程序且向量的所得实数部分成为定时误差。V4(图5C)将被逆顺时针旋转112.5°。增益项还可应用于复数权数，使得相位检测器增益将保持恒定。 

通过使用用于较高阶调制的此旋转技术，仅需要两次乘法，这是因为仅转变样本的实数部分需要提供所需定时误差项。所述旋转使得其总是显得类似于BPSK上升边缘转变，所述BPSK上升边缘转变不需要进一步操纵以提供适当误差项。如果应用增益项，那么基于选定的旋转，用于短向量(V4)及较长向量(V1、V2、V3)的检测器增益的变化可被正规化。类似于标准DDTD，当不发生转变时，将所应用的旋转振幅设定为零以产生误差项零。因此，追踪回路方程式必须考虑转变密度。 

图6图解说明作为固定点二进制电路的位相位检测器70的表示，所述固定点二进制电路具有作为通信装置的接收器的一部分的相位检测器功能70且包含众多模块／电路，包含反正切(ArcTan)电路72及检测载波相位误差的载波相位检测器73。二进制角度测量(BAM)从ArcTan电路输出到符号映射器76，接着为具有M个位的延迟78，所述延迟为馈送到复数旋转产生器80的硬决策，所述复合旋转产生器为总体处理器81的一部分。M为调制阶数的函数。旋转计算可被实时地执行或被预先计算且被放入查找表中。来自转变检测器85的I及Q转变决策(TD)被馈送到I及Q混合器／乘法器82、84且接着经组合86以产生提供符号定时误差的复数乘法的实数部分。 

在图6中所展示的固定点二进制电路实例中，位置描述符仅需要信息的3个位以实现8-PSK。其可为群集硬决策或BAM最高有效位(MSB)。被构建及测试的实际电路使用BAM角度的3个MSB，因此符号映射器电路76去除BAM角度的3个MSB。这些硬决策可通过众多方法而提供，例如对数似然或线性限幅，但对于此非限制性实例，使用BAM角度的上部位。在此情形中，为在同一设计中从第一阶(BPSK)行进到第三阶(8-PSK)，复数旋转可基于群集接通时间样本的硬决策的调制阶数及Δ位置而评估。在此应用中，可使用经格雷(gray)译码群集硬决策，但其通常将不提供此方法的任何优点。在旋转产生器80中，基于群集定义而计算3个位硬决策与旋转角度之间的关系。在实际硬件中，增益及旋转是针对用于所有调制的全部64种可能组合而评估且放置于查找表(LUT)中。 

I／Q相位表示复数平面中的符号坐标且对应于调制群集图中的位置。反正切电路计算相位误差且具有用于载波追踪回路的查找表。如图6中所展示的图式表示复数平面中的信号坐标。利用载波追踪回路的现有设计。载波相位检测器电路用于计算所接收值与 最近常见经解码符号之间的相位误差。 

图7展示根据非限制性实例的用于检测器的仿真固定点模型90。此电路是经由8-BPSK的具有用于连续波(CW)的嵌入式载波相位检测器的转变中点旋转器定时检测器。如所指示，与量值按比例缩放及符号映射一起处理各种接通时间样本91及转变样本92。此电路减小ArcTan表所需的位的数目且存在关于I及Q两者的相同量的向上移位，使得最大值仅具有一个正负号位。符号映射93包含Q／I的ArcTan。处理BAM中的ArcTan的上部三个位且符号追踪旋转是基于转变方向及调制类型。存在转变样本旋转94使得转变向量围绕虚数轴对称。在减小逻辑的此特定实施方案中的启用之间需要至少三个时钟循环，但具有较多流水线的其它实施方案可经制成以全速率运行。其仍仅使用每符号两个样本且因此在此实例中每符号六个时钟循环。 

对于CW，不需要旋转，这是因为不存在定时信息，使得查找表(LUT)的整个部分用零来填充。对于BPSK，仅需要使用0°及180°旋转，这是因为BPSK群集点已平行于实数轴。此相同技术可应用于矩形QAM以及其它调制。实例在图8A到8D中展示为16-QAM群集。 

图8A到8D是16QAM调制的实例的曲线图，其将关于第N旋转向量的接通时间(n-1)及接通时间(n)及转变(n)展示为OT(n-1)、OT(n)及TR(n)的函数，所述16QAM调制仅需要每符号两个样本而不管调制阶数如何。 

由于V2向量距原点为径向的且与原点不对称，因此其将与不转变相同地被加权且将不得不在回路方程式转变密度中考虑。其它三个向量经旋转(图8B到8D)使得从原点到理想轨线的中点的向量(中点向量)位于虚数轴上且轨线是从左到右的。在V1、V3及V4中，所得向量的实数部分是定时误差项所需的全部实数部分，这是因为其在实数轴上具有投影。此技术可应用于所有其它可能轨线向量直到LUT可用适当复数旋转值来填充为止。还可调整复数旋转权数的增益使得定时误差项被正规化。增益调整可或可不是可取的，这是因为较小轨线还具有决策方向误差的较高发生率。图8E是第N旋转向量的转变(n)及接通时间(n-1)及接通时间(n)函数的曲线图。 

如果转变向量不关于原点对称，那么TMDTD利用已现有解调器信息来确定用于任何数目个调制的符号追踪回路的定时转变误差项。其类似于较低阶调制仅需要每符号两个样本。首先针对8进制PSK进行开发及测试，其还可经扩展以包含许多其它调制。一个限制是径向向外或向内(朝向原点)定向的不穿过原点对称地交叉的转变(例如16QAM情形中的V2)将需要比简单旋转及增益多的操纵。其可通过额外数学操纵而调节，但在此非限制性实例中，其与未转变相同地对待。 

图9A到9C中的曲线图展示针对处于各种Es／No设定的基本PSK调制的典型检测器性能。所述曲线基于轨线向量长度使用随机数据及无特殊加权增益而产生，因此其已仅基于转变密度而按比例缩放。 

图9A展示BPSK符号定时检测器的曲线图，而图9B展示QPSK符号定时检测器的曲线图。图9C展示8-PSK符号定时检测器的曲线图。 

出于说明的目的，陈述关于包含特定能力且可经修改以供使用的示范性无线移动无线电通信系统的一些背景信息。现在关于图10到12陈述可被使用且经修改以供与本发明一起使用的通信系统的此实例。 

可与此系统及方法一起使用的无线电的实例是由弗罗里达州墨尔本市的哈里斯公司(Harris Corporation)制造及销售的软件定义的FalconTM III Manpack无线电。此类型的无线电可支持从30MHz最高达2GHz的多个带宽，包含L波段SATCOM及MANET。所述波形可提供安全IP数据网络连接。应理解，可使用不同无线电，包含通常可与相对标准处理器及硬件组件一起实施的软件定义的无线电。一种特定类别的软件无线电是联合战术无线电(JTR)，其包含相对标准无线电及处理硬件连同任何适当波形软件模块以实施无线电将使用的通信波形。JTR无线电还使用符合软件通信架构(SCA)规格的操作系统软件。所述SCA是指定硬件及软件组件如何交互操作使得不同制造商及开发商可易于将相应组件集成到单个装置中的开放式架构框架。 

仅出于说明目的，相对于图10中所展示的实例而描述包含通信装置的通信系统的实例的简短说明。通信系统的此高级框图包含基站段及可经修改以供与本发明一起使用的无线消息终端。基站段包含将语音或数据经由无线链路传递及发射到VHF网164或HF网166的VHF无线电160及HF无线电162，每一VHF网164及HF网166包含若干个相应VHF无线电168及HF无线电170，以及连接到无线电168、170的个人计算机工作站172。特定通信网络173与如所图解说明的各种组件互操作。整个网络可是特定的且包含来源、目的地及邻近移动节点。因此，应理解，HF或VHF网络包含无基础设施且操作为特定通信网络的HF或VHF网段。尽管未图解说明UHF及较高频率无线电及网段，但可包含UHF及较高频率无线电及网段。 

作为非限制性实例，无线电可包含解调器电路162a及适当卷积编码器电路162b、块交错器162c、数据随机函数发生器电路162d、数据及成帧电路162e、调制电路162f、匹配滤波器电路162g、具有适当箝位装置的块或符号均衡器电路162h、解交错器及解码器电路162i、调制解调器162j及功率调适电路162k。声码器电路162I可并入有解码及编码功能且转换单元可为如所描述的各种电路的组合或单独电路。时钟电路162m可 建立物理时钟时间，及经由如下文所描述的二阶计算，建立虚拟时钟时间。网络可具有总体网络时钟时间。这些及其它电路操作以执行本发明所需的任何功能以及所属领域的技术人员提出的其它功能。其它所图解说明无线电(包含所有VHF(或UHF)及较高频率移动无线电以及发射及接收站)可具有类似功能电路。作为非限制性实例，无线电可介于30MHz到大约2GHz的范围内。 

基站段包含到公共交换电话网络(PSTN)180的陆上线路连接，所述PSTN连接到PABX182。卫星接口184(例如卫星地面站)连接到PABX182，所述PABX连接到形成无线网关186a、186b的处理器。这些无线网关分别互连到VHF无线电160或HF无线电162。所述处理器经由局域网络连接到PABX182及电子邮件客户端190。无线电包含适当信号产生器及调制器。 

以太网／TCP-IP局域网络可操作为“无线电”邮件服务器。电子邮件消息可使用作为第二代协议／波形的STANAG-5066且当然优选地借助第三代互操作性标准STANAG-4538经由无线电链路及局域网络而发送。互操作性标准FED-STD-1052可与遗留无线装置一起使用。本发明中可使用的装备的实例包含由弗罗里达州墨尔本市的哈里斯公司(Harris Corporation)制造的不同无线网关及无线电。作为非限制性实例，此装备可包含RF5800、5022、7210、5710、5285以及PRC117及138系列装备及装置。 

这些系统可与RF-5710A高频率(HF)调制解调器及与称为STANAG4539的NATO标准一起操作，此提供以最高达9,600bps的速率的长距离无线电的发射。除调制解调器技术之外，那些系统可使用无线电子邮件产品，所述无线电子邮件产品使用经设计且完美用于强调战术信道的一系列数据链路协议，例如STANAG4538或STANAG5066。还可能使用高达19,200bps或高于19,200bps的固定非自适应数据速率，其中无线电设定为ISB模式且HF调制解调器设定为固定数据速率。可能使用代码组合技术及ARQ。 

受益于前述说明及相关联图式中所呈现的教示的所属领域的技术人员将联想到本发明的许多修改及其它实施例。因此，应理解，本发明不限于所揭示的特定实施例，且打算将所述修改及实施例包含于所附权利要求书的范围内。