一种零电压开关的它激式推挽变换器的控制方法及变换器

摘要

本发明公开一种零电压开关的它激式推挽变换器的控制方法及它激式推挽变换器，根据推挽变换器中耦合变压器激磁电流的大小来调节一个控制器输出的两个主功率MOS管驱动信号的死区时间，在死区时间内，利用所述耦合变压器激磁电流的能量将推挽变换器中一个需要从关断状态切换至导通状态的主功率MOS管寄生电容储存的电荷释放完毕，当该主功率MOS管内部反向并联二极管导通以后，所述控制器输出驱动信号控制该主功率MOS管导通，实现零电压开关。使实现原边MOS管零电压开关的条件与输入电压的范围、输出负载的大小无关，能够保证电路在全负载范围内实现零电压开关。

说明书

技术领域

本发明涉及一种推挽变换器，特别涉及一种具有零电压开关特性的它激式推 挽变换器，另外还涉及零电压开关的它激式推挽变换器的控制方法。

背景技术

推挽式变换器电路结构简单，驱动电路无需隔离，电路工作时变压器双向激 磁，磁芯的利用率高，因此这种变换器具有体积小、效率高且动态响应好的优点， 但因为变换器在工作时开关管的电压应力是输入电压的2倍，所以这种变换器常 应用在低压输入的中大功率场合。

推挽式变换器电路拓扑如图1所示，电路中的两个开关管Q1和Q2分别与一 个带有中心抽头的隔离变压器的初级绕组两端相连，变压器副边由整流二极管 D1和D2、储能电感L1以及滤波电容C1组成全波整流滤波电路，在一些输出电 压无需调节或者对输出电压精度要求不高的应用场合，电路中的电感L1可以省 略，这种情况下，推挽变换器主要通过调节变压器匝数比的方式来实现简单的输 入输出电压转换。

推挽式变换器在工作的过程中，由驱动信号控制开关管Q1和Q2实现轮流导 通，开关管Q1导通时，输入电压Vin通过开关管Q1加在变压器的原边绕组Np1 上，由于变压器的作用，此时处于关断状态的开关管Q2两端的电压为2Vin，在 开关管Q1导通的时间内，输入电源Vin通过变压器原边绕组Np1、副边绕组Ns2 向负载提供能量。同理，当开关管Q1从导通状态切换为关断状态时，开关管Q2 开始导通，此时输入电源Vin通过变压器原边绕组Np2、副边绕组Ns1为负载提 供能量。为了避免开关管Q1和Q2在工作状态切换的过程中出现同时导通的情况， 要求在开关管Q1和Q2的控制过程中设置一定大小的“死区时间”。所谓“死区 时间”，是在一个开关周期内，驱动信号控制开关管Q1和Q2同时处于关断状态 的持续时间。死区时间控制主要是通过调节驱动信号的占空比大小来实现。

效率和体积是判断开关电源性能好坏的两个重要的指标，在开关电源设计 中，提高开关频率是实现开关电源小型化的重要手段，但高频化将会使变压器或 电感的磁芯损耗增加，使功率开关管的开关损耗加大，同时也将带来更多的电磁 干扰方面的问题。软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一，它利 用电容和电感的谐振原理，使开关器件的电流（或电压）按正弦或接近正弦的规 律变化，当电流过零时，使器件关断，实现零电流关断（ZCS，Zero Current  Switching），或在电压过零时，使器件开通，实现零电压开通（ZVS，Zero Voltagt  Switching），从而减小开关损耗。

公开号103078514A，公开日期2013年5月1日，名称为“一种具有倍压谐 振能力的推挽变换器”提出了一种副边整流二极管具有零电流关断特性的推挽 式变换器，电路结构如图2所示。此电路原边部分与常规的推挽式变换器基本 相同，变压器副边则采用单绕组输出的方式，整流滤波电路通过采用倍流整流 的方式来实现。同时，为了让电路具有软开关特性，倍压电容Cs的大小需要根 据变压器副边绕组的等效漏感来合适选取。此实现方案的缺点在于电容Cs的取 值与变压器副边绕组的等效漏感密切相关，在生产制造的过程中，变压器原副 边的漏感精度难以控制，因此批量生产时电路的软开关特性将难以保证。同 时，为了实现零电流关断，主功率电路需要添加一个有较大电流耐受能力的倍 压电容，使电路的成本和体积都有所增加。

公开号1592061，公开日期2005年3月9日，名称为“推挽式变换器及用 于电源供应器、不断电供电系统的方法”提出了一种原边开关管具有零电压开 关特性的推挽式变换器，电路结构如图3所示。此实现方案的电路结构与普通 的推挽式变换器基本相同，原边开关管的零电压开通主要是通过改变驱动信号 占空比大小的方式来实现。在原边两个主功率开关管工作状态切换的瞬间，利 用变压器激磁电流的大小，把即将需要从关断状态切换至导通状态的开关管寄 生电容进行放电，以此来实现零电压开关。此方案的控制方法是：在输入电压 较低或者输出为重载的情况下，推挽式变换器需工作在驱动信号占空比接近 0.5的条件下；而在输入电压较高或者输出为轻载的情况下，推挽式变换器工 作在PWM模式，此时控制原边两个开关管的驱动信号占空比明显减小，在这种 工作模式下电路无法实现零电压开关。此实现方案的缺点是电路实现零电压开 关的条件始终与输出负载的大小有关，而在输入电压较高或者输出为轻载的条 件下，这种控制方式将无法实现零电压开关，尤其在高频的条件下，将会带来 较大的开关损耗。

发明内容

针对现有技术存在的技术缺陷，本发明的目的是提供一种零电压开关的它激 式推挽变换器的控制方法，使实现原边MOS管零电压开关的条件与输入电压的 范围、输出负载的大小无关，能够保证电路在全负载范围内实现零电压开关。

本发明的另一个目的在于提供上述控制方法的它激式推挽变换器。

为了实现上述目的，本发明的第一个目的可通过以下的技术措施来实现：一 种零电压开关的它激式推挽变换器的控制方法，根据推挽变换器中变压器激磁电 流的大小来调节一个控制器输出的两个驱动信号的死区时间，在死区时间内，利 用所述变压器激磁电流的能量将推挽变换器其中一个需要从关断状态切换至导 通状态的主功率MOS管寄生电容储存的电荷释放完毕，当该主功率MOS管内 部反向并联二极管导通以后，所述控制器输出驱动信号控制该主功率MOS管导 通，实现零电压开关。

本发明所述控制器控制两个主功率MOS管驱动信号的死区时间范围Tdt：

$\frac{8·L_m·C_s}{T_{\mathrm{on}\max }}\le \mathrm{Tdt}\le \sqrt{8·L_m·C_s}$

T_onmax为主功率MOS管的最大导通时间，Lm表示为耦合变压器的原边激磁 电感量，C_s为主功率MOS管的寄生电容大小。推挽电路两个主功率MOS管的 参数都是一样的。

本发明的另一个目的可通过一下技术措施来实现：一种采用所述控制方法的 零电压开关的它激式推挽变换器，包括：

一变压器，其包含具有中心抽头的第一原边绕组和第二原边绕组、以及至少 一个副边绕组；

一个输入电压源，其正极与变压器原边绕组的中心抽头相连，负极连接到地；

第一主功率MOS管，其漏极与变压器第一原边绕组的一端相连，源极连接 到地；

第二主功率MOS管，其漏极与变压器第二原边绕组的一端相连，源极连接 到地；

所述的第一主功率MOS管与第二主功率MOS管各自具有一寄生电容与一 个反向并联的二极管；

一整流滤波单元，其与变压器的第一副边绕组和第二副边绕组相连，将副边 绕组产生的交流电压转换为直流电压为输出负载提供能量；

其特征在于还包括用于实现原边两个主功率MOS管零电压开关的控制器， 所述控制器具有第一驱动信号输出端口与第二驱动信号输出端口，第一驱动信号 输出端口与第一主功率MOS管的栅极连接，第二驱动信号输出端口与第二主功 率MOS管的栅极连接；

根据推挽变换器中变压器激磁电流的大小来调节一个控制器输出的两个驱 动信号的死区时间，在死区时间内，利用所述变压器激磁电流的能量将推挽变换 器其中一个需要从关断状态切换至导通状态的主功率MOS管寄生电容储存的电 荷释放完毕，当该主功率MOS管内部反向并联二极管导通以后，所述控制器输 出驱动信号控制该主功率MOS管导通，实现零电压开关。

所述控制器输出的两个驱动信号的死区时间范围Tdt：

$\frac{8·L_m·C_s}{T_{\mathrm{on}\max }}\le \mathrm{Tdt}\le \sqrt{8·L_m·C_s}$

优先的，所述的控制器驱动信号输出端口输出两个相位相差180°的驱动信 号，且两个驱动信号的占空比大小相等。

优先的，所述的整流滤波单元为一全波整流电路，所述变压器包含有第一副 边绕组与第二副边绕组，所述全波整流电路将第一副边绕组与第二副边绕组输出 的交流电压转换为直流电压为输出负载提供能量。

进一步的，所述全波整流电路中采用同步整流MOS管。

优先的，所述的整流滤波单元为一桥式整流电路，所述变压器包含一个副边 绕组，该副边绕组两端连接桥式整流电路。

优先的，所述的整流滤波单元为一倍流整流电路，所述变压器包含一个副边 绕组，该副边绕组两端连接倍流整流电路。

本发明的有益效果在于：根据变压器激磁电流的大小，通过调节两个驱动信 号的死区时间来实现原边MOS管的零电压开关，在电路中无需添加任何器件的 情况下，只需通过特定的死区时间控制就能实现原边MOS管零电压开关，一方 面能够减小电路的体积，同时也降低了电路的总成本。变压器的激磁电流不会随 着输出负载的变化而改变，因此实现零电压开关的条件与输出负载无关，所以能 够在全负载范围下保持有较高的转换效率。

附图说明

图1是现有技术推挽式变换器电路原理图；

图2是现有技术具有倍压谐振能力的推挽式变换器电路原理图；

图3是现有技术原边开关管具有零电压开关特性的推挽式变换器电路原理 图；

图4是本发明第一实施例电路原理图；

图5是本发明第一实施例电路测试结果得出的工作波形；

图6是本发明第一实施例在两驱动信号死区时间较大的情况下电路的工作 电压波形；

图7是本发明第二实施例电路原理图；

图8是本发明第三实施例电路原理图；

图9是本发明第四实施例电路原理图。

具体实施方式

图4是本发明第一实施例电路原理图，如图所示，此电路包括一个输入电压 源Vin，其正极与变压器T1的原边绕组中心抽头连接，其负极连接到地；还包 括以推挽方式连接的第一主功率MOS管Q11和第二主功率MOS管Q12，第一主功 率MOS管Q11的漏极与变压器第一原边绕组的一端相连，源极连接到地；第二主 功率MOS管Q12的漏极与变压器第二原边绕组的一端相连，源极连接到地；Q11 和Q12的栅极分别连接控制器的驱动信号输出端口。耦合变压器T1的副边与全 波整流滤波电路相连，全波整流滤波电路主要由二极管D11、D12以及滤波电容 Co构成，电阻Ro为输出负载。上述控制器驱动信号输出端口输出两个相位相差 180°的驱动信号，且两个驱动信号的占空比大小相等。驱动信号可利用可编程 的数字信号处理芯片（DSP）或单片机得出，也可通过专用的电源管理IC（如TL494 或SG3525）得出。

根据变压器激磁电流的大小来调节控制器输出的两个驱动信号的死区时间 限定在公式规定的范围内，在死区时间内，利用变压器激磁电流的能量将其中一 个需要从关断状态切换至导通状态的主功率MOS管寄生电容储存的电荷释放完 毕，当MOS管内部反向并联二极管导通以后，控制器输出驱动信号控制该主功 率MOS管导通，实现零电压开关。

图4中，电容Cs11和Cs12、二极管Ds11和Ds12分别是MOS管Q11和Q12 的寄生电容和体二极管，Lk11、Lk12、Lk13、Lk14分别是绕组Np11、Np12、Np13、 Np14的自身的等效漏感。为了让电路更容易实现零电压开关，可以让耦合变压 器T1的原边两个绕组Np11和Np12之间耦合较好，原边与副边的两个绕组耦合 较差，以达到Lk11、Lk12较小，而Lk13和Lk14相对较大的目的，增加漏感Lk13 与Lk14的方法可以通过改变变压器的绕制方式来实现。

图5是本发明第一实施例电路测试结果得出的工作波形，图中Vgs为控制 器输出的控制主功率MOS管Q11和Q12导通和关断的驱动信号电压波形，Vds1 和Vds2分别为主功率MOS管Q1和Q2在工作过程中漏极-源极两端的工作电压 波形，ID为副边整流二极管D11和D12在工作过程中的电流波形，IQ为原边主 功率M0S管Q11和Q12在工作过程中的电流波形。下面通过介绍此电路的工作 过程来说明利用变压器激磁电流来实现原边MOS管零电压开关的工作原理。

t0～t1时刻：在t0时刻之前，变压器的激磁电流达到反向最大值，即Im（t0） =-Im，在t0时刻，主功率MOS管Q11导通，输入电压Vin经原边绕组Np11、 漏感Lk11、主功率MOS管Q11到地，由于漏感Lk11相对于原边激磁电感来说 非常小，因此输入电压Vin几乎全部加在原边绕组Np11上，此时刻变压器正向 激磁，原边绕组Np11的异名端为正，同名端为负，由变压器原理可以得出，变 压器原边绕组Np12、副边绕组Ns11、Ns12的同名端极性为负，异名端为正， 原边绕组Np12的感应电压为Vin，主功率MOS管Q12的电压为2倍的输入电 压，即2Vin，副边二极管D11反向截止，D12正向导通，副边绕组Ns12通过二 极管D12、漏感Lk14向负载提供能量。在t1时刻，主功率MOS管Q11关断， t0-t1阶段，变压器的激磁电流Im（t）从反向最大值-Im上升至正向最大值+Im。

t1-t2时刻：主功率MOS管Q11和Q12均处于关断状态，电路进入死区时 间。在t1时刻，主功率MOS管Q11关断，变压器的激磁电流达到正向最大值， 即Im（t1）=+Im，如果死区时间很短，可以认为激磁电流在死区时间内保持不 变，相当于一个恒流源。由于电感电流不能突变，此时原边绕组Np11的极性翻 转，Np11的同名端为正，异名端为负，同时原边绕组Np12、副边绕组Ns11、 Ns12的同名端极性也为正，异名端极性为负。耦合变压器T1在死区时间内去磁， 原边绕组Np11给主功率MOS管Q11的寄生电容Cs11充电，同时Np12给主功 率MOS管Q12的寄生电容Cs12放电，因为耦合变压器T1的原边绕组Np11与 Np12耦合较好，因此Cs11、Cs12的充电和放电的电流大小相同，其电流为变压 器激磁电流的一半。在此过程中，Q11的漏-源电压Vds1从0V开始线性上升， Q12的漏-源电压Vds2从2Vin的大小线性下降。当两个主功率MOS管Q11和 Q12的漏-源电压Vds1、Vds2都达到Vin时，原边绕组Np11与Np12两端的电 压为0V，理论上Vds1和Vds2的电压会维持在Vin不变，但因为有漏感的存在， Cs11、Cs12分别会继续充电和放电。到t2时刻，寄生电容Cs12放电至0V，与 其并联的体二极管Ds12导通，此时刻Q12的零电压开通条件被建立。根据电容 恒流充电（或放电）的原理可得出，在t1-t2阶段让Vds2下降至0V的最小时间 间隔为：

$t_{12}=\frac{2·V_{\mathrm{in}}·C_s}{\frac{I_{m\max }}{2}}=\frac{4·V_{\mathrm{in}}·C_s}{I_{m\max }}$    公式（1）

其中t12表示为本发明实施例中实现原边主功率MOS管零电压开关的驱动 信号1的下降沿到驱动信号2的上升沿之间最小死区时间，Vin为输入电压的大 小，Cs为主功率MOS管的寄生电容大小，在图4所示电路原理图中标示为Cs11 和Cs12。推挽电路通常要求使用同样参数的MOS管，因此两寄生电容是一样的。 Im为变压器的最大激磁电流，此电流可以用以下公式来表示：

$I_{m\max }=\frac{V_{\mathrm{in}}·T_{\mathrm{on}\max }}{2·L_m}$     公式（2）

上述表达式中Tonmax为主功率MOS管Q11的最大导通时间，因两主功率 MOS管的最大导通时间是一致的，Tonmax的大小要根据变压器激磁电感Lm、 变压器磁芯允许通过的最大激磁电流Imsat决定的，具体可根据公式 计算出来；Lm表示为耦合变压器的原边激磁电感量，根据以上 两个计算公式可得出两驱动信号最小死区时间的大小为：

$t_{12}=\frac{8·L_m·C_s}{T_{\mathrm{on}\max }}$    公式（3）

t2-t3时刻：在t2时刻，主功率MOS管Q12的结电容Cs12放电至0V，体 二极管Ds12导通，零电压开关的条件被创立，与此同时，副边绕组Ns11的电 压大于输出电压，副边整流二极管D11导通，变压器的去磁电流经漏感Ls13、 整流二极管D11向负载提供能量，当副边整流二极管D11导通后，副边绕组Ns11 被输出电压钳位，其两端的电压Vs11可以认为是等于输出电压的大小Vo。根据 变压器的工作原理可以知道输入电压Vin与输出电压Vo存在以下关系：

$\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vo}}=\frac{\mathrm{Vp}11}{\mathrm{Vs}11}=\mathrm{Nps}$     公式（4）

其中Nps为原边绕组Np11与副边绕组Ns11的匝数比，Vp11和Vs11分别 为原边绕组Np11和副边绕组Ns11的电压。从上述关系可以知道，在t2-t3时刻 里，原边绕组Np11电压大小近似为Vin，因变压器原边绕组Np11和Np12的匝 数比相同，原边绕组Np12的电压Vp12的大小也近似为Vin，主功率MOS管 Q11的漏-源电压Vds1为2Vin，Q12的漏-源电压Vds2为0V。因此，只要保证 变压器在死区时间内还在去磁，即可实现原边MOS管零电压开关。由于原边漏 感Lk11、Lk12与副边漏感Lk13、Lk14相比相对较小，因此这个过程中变压器 的去磁电流大部分都在原边流通，主功率MOS管Q12的体二极管Ds12能够实 现可靠的导通，保证下一阶段Q12导通时刻其漏-源电压Vds2在最小值。在t3 时刻，主功率MOS管Q12导通，此阶段结束。

t3-t4时刻：在t3时刻，主功率MOS管Q12实现零电压开通，开通损耗实 现最小化，此时输入电压经原边绕组Np12、漏感Lk12、主功率MOS管Q12到 地，变压器反向激磁，副边绕组Ns11通过漏感Lk13以及整流二极管D11向输 出负载提供能量，到t4时刻，变压器激磁电流达到反向最大值，即Im（t4）=-Im， 主功率MOS管Q12关断。

t4时刻以后，将重复下一个周期的工作过程，在此就不再赘述。

从上述分析可得出，本发明实现零电压开关的条件：

1、最小导通时间限制：

根据能量守恒定律，变压器储存的能量必须要大于或者等于两主功率MOS 管的结电容储存能量的总和，如果导通时间太短，变压器储存的能量太小，在死 区时间内主功率MOS管的结电容电荷就不能释放完毕，不能达到零电压开关的 条件，因此主功率MOS管的最小导通时间必须要有所限制，其最小导通时间 T_onmin可以通过以下公式计算：

$\frac{1}{2}·L_m·{\mathrm{Im}}^2\ge \frac{1}{2}·\mathrm{Cs}1·{(2·\mathrm{Vin})}^2+\frac{1}{2}·\mathrm{Cs}2·{(2·\mathrm{Vin})}^2$   公式（5）

$I_m=\frac{V_{\mathrm{in}}·\frac{T_{\mathrm{on}\min }}{2}}{L_m}$   公式（6）

联立以上两个式子可以得出主功率MOS管的最小导通时间：

$T_{\mathrm{on}\min }=\sqrt{32·L_m·C_s}$     公式（7）

2、最大死区时间限制：

从t2-t3时刻的工作过程可以得知，主功率MOS管Q12实现零电压开关的 条件出现在耦合变压器T1的去磁过程中，但是如果两驱动信号的死区时间太长， 让变压器有足够的时间完成去磁复位，原边主功率MOS管Q12的体二极管 Ds12、副边整流二极管D11会因为去磁电流下降至零而自然关断，变压器副边 绕组Ns11不再被输出电压钳位，此时输入电压源Vin将会通过原边绕组Np12、 漏感Lk11给主功率MOS管Q12的寄生电容Cs12充电，其漏-源电压Vds2从 0V开始上升，同理Q11两端的漏-源电压Vds1从2Vin开始下降，在这过程中 电路将产生振荡，此条件下电路的工作波形如图6所示。

因此，在两驱动信号死区时间较长的条件下，电路将不能实现零电压开关， 为了实现高效率功率变换，必须对变压器死区时间的最大值加以限制。而根据伏 秒平衡原理可以得出变压器去磁电流从正向最大值+Im释放至零的时间为主功 率MOS管Q11导通时间的一半，即：

$T_{13}\le \frac{T_{\mathrm{on}\min }}{2}=\sqrt{8·L_m·C_s}$     公式（8）

其中T13表示为变压器的去磁时间，同时也是本发明控制器控制两驱动信 号的最大死区时间。

本发明通过控制原边两个主功率MOS管的死区时间大小实现零电压开关， 由以上的分析可以得出两驱动信号死区时间大小的范围，在电路设计时，首先确 定两主功率MOS管的最大导通时间，就可以求出控制器控制两个主功率MOS 管的死区时间范围，在此用符号Tdt来表示：

$\frac{8·L_m·C_s}{T_{\mathrm{on}\max }}\le \mathrm{Tdt}\le \sqrt{8·L_m·C_s}$公式（9）

从表达式可以看出，图4所示的它激式推挽电路零电压开关的实现条件与输 出负载无关，因此只要保证控制器输出的两个驱动信号的死区时间在上面表达式 的范围以内，电路就能够在全负载范围内实现零电压开关，使电路具有较高的转 换效率。

如图7所示是本发明的第二实施例电路原理图，此实施方案是第一实施例的 自驱同步整流方案。如图所示，与第一实施例的区别在于，副边的整流电路将第 一实施例中整流二极管D11和D12替换为同步整流MOS管Q23和Q24，同步 整流管Q23的漏极与耦合变压器T2的副边绕组Ns21的同名端相连，源极连接 至电路的输出端，其栅极连接至副边另一绕组Ns22的异名端，Q24的漏极与耦 合变压器T2的副边绕组Ns22的同名端相连，源极连接至输出端，其栅极连接 至副边绕组Ns21的同名端。推挽电路自驱同步整流是目前较为常用的公知技术， 由于篇幅所限，在此就不对其工作原理作详细的介绍。本发明第二实施例副边采 用自驱同步整流的方式能够减小整流部分电路的损耗，结合第一实施例所述的两 驱动信号死区时间的控制方法，能够更进一步的提高电路的整体转换效率。

第二实施例原边主功率MOS管实现零电压开关的工作原理同第一实施例， 在此就不再赘述。

如图8所示是本发明的第三实施例电路原理图，如图所示，与第一实施例的 区别在于，它激式推挽电路的耦合变压器T3副边只有一个绕组Ns31，与副边绕 组Ns31两端相连接的是一桥式整流电路，本发明第三实施方案副边采用桥式整 流电路，结合第一实施例所述的两驱动信号死区时间的控制方法，能够实现有较 高的转换效率，同时，变压器副边减少为一个绕组，能够更好的简化变压器的绕 制工艺，减少绕制变压器的工时，从而提高生产效率。

第三实施例原边主功率MOS管实现零电压开关的工作原理同第一实施例， 在此就不再赘述。

如图9所示是本发明的第四实施例电路原理图，如图所示，与第一实施例的 区别在于，它激式推挽电路的耦合变压器T4副边只有一个绕组Ns41，与副边绕 组两端相连接的是一倍流整流电路，本发明第四实施方案副边采用倍流整流电 路，结合第一实施例所述的两驱动信号死区时间的控制方法，在低压大电流的应 用场合能够实现更高的转换效率，同时变压器副边减少为一个绕组，能够更好的 简化变压器的绕制工艺，减少绕制变压器的工时，从而提高生产效率。

第四实施例原边主功率MOS管实现零电压开关的工作原理同第一实施例， 在此就不再赘述。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视 为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精 神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保 护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范 围为准。