调节装置、转速传感器和借助谐波期望值信号驱动调节装置的方法

摘要

一种调节装置包括：传感器单元(170)，所述传感器单元输出描绘振荡器(190)沿着激励方向的偏转的测量信号。调节器主单元(200)从所述测量信号和谐波期望值信号中推导出用于致动器单元的控制信号，使得致动器单元(180)抵消振荡器(190)的偏转与谐波谐振的期望振幅的偏差。调节器扩展单元(600)在致动器单元(180)关断时估计振荡器(190)的残余振荡的实际相位和实际振幅并且将谐波期望值信号同步到残余振荡上。包含在所述残余振荡中的能量被利用，以便更快地达到振荡器的已定义的运行状态。

说明书

技术领域

本发明涉及一种调节装置、特别是转速传感器机构的调节装置，其 具有谐波参考变量或者具有谐波期望值信号。此外，本发明还涉及一种 用于借助谐波参考变量驱动调节装置的方法。

背景技术

通常的调节方法按具有恒定的或者仅缓慢改变的参考变量的调节问 题而制定，其中受干扰变量影响的调节变量的值被保持尽可能逼近预设 的期望值，或者被跟踪尽可能逼近变化的期望值。一些应用例如用于分 析科氏力的微机械的转速传感器，通过调节回路设置具有谐振频率和限 定的振荡振幅的振荡器的激励。调节器在此调节由其产生的力信号，使 得预设的谐波的期望信号与所测量的振荡器运动之间的差异消失。

通常在此，描绘振荡器沿着激励方向的运动的测量信号首先被输送 给解调器。解调器将测量信号与具有角频率ωd的谐波信号相乘，所述 角频率对应于振荡器的谐振角频率ω0。调节本身通过基带中的恒定的、 在任何情况下与谐振角频率无关的期望值信号来进行。调节器的输出信 号于是在调制器中又被调制到具有角频率ωm的谐波信号上，所述角频 率对应于振荡器的谐振角频率ω0。调制结果与预设的期望信号比较。 这两个信号之差最终控制致动器，所述致动器根据调节器信号将力施加 到振荡器上，使得该振荡器根据预设的期望振荡而振荡。由于调节在基 带中进行，所以在调制器之后低通滤波器对混合产物进行滤波，尤其是 在双倍的谐振频率的情况下，由此一般而言调节器的带宽并进而其反应 速度被限制到偏转的改变上。

在申请时刻尚未公开的德国专利申请DE102010055631.9中描述了 谐波期望值信号在振荡器的谐振角频率ω0的频带中的调节。

在许多应用领域中，振荡器在驱动关断之后以衰减的振幅继续振荡。 如果调节在振荡器的衰减阶段中被激活，那么起动时间取决于衰减的振 荡与期望值信号之间的相位差和振幅差。

发明内容

本发明的目的是一种调节器方案，用于改进调节装置针对谐波参考 变量的接通特性。所述目的通过独立权利要求的主题来实现。优选的改 进方案从相应的从属权利要求中得出。

附图说明

在下文中参照附图描述了本发明的实施形式、其运行方式以及其优 点。所述实施形式的要素可以彼此组合，只要其不彼此排斥。

图1示出具有根据本发明的一种实施形式的调节装置的一种装置的 示意性框图，该调节装置包括用于基于谐波期望值信号控制谐波振荡的 调节器主单元和用于使谐波期望值信号同步化的调节器扩展单元。

图2A示出具有根据另一种实施形式的图1的调节器扩展单元的细 节的简化的框图。

图2B示出具有根据另一种实施形式的图2A的调节扩展单元的其它 细节的框图。

图3A示出具有根据一种实施形式的调节装置的一种装置的示意性 框图，该调节装置与调节器主单元有关，该调节器主单元具有用于谐波 期望值信号的连续的PI调节器和死区时间元件。

图3B示意性地示出根据图3A的PI调节器的传递函数。

图4A示出具有根据一种实施形式的调节装置的一种装置的示意性 框图，该调节装置与调节器主单元有关，该调节器主单元具有用于谐波 期望值信号的离散的PI调节器和死区时间元件。

图4B示意性地描述了图4A中的调节器主单元的传递函数。

图5A示出具有根据一种实施形式的调节装置的一种装置的示意性 框图，该调节装置与调节器主单元和类似于带通起作用的调节器附加物 有关，该调节器主单元具有用于谐波期望值信号的离散的PI调节器。

图5B示意性地示出根据图5A的调节器附加物的传递函数。

图6A示出对根据本发明的另一种实施形式的转速传感器的微机械 的部分的示意性俯视图。

图6B示出图6A的转速传感器的微机械的部分的示意性截面图。

图6C示出根据图6A和6B的转速传感器的示意性框图。

图7示出对根据本发明的另一种实施形式的转速传感器的微机械的 部分的示意性俯视图。

图8示出用于驱动调节装置的方法的简化的流程图。

具体实施形式

在图1中所示的装置100包括振荡器190和调节装置，其带有调节 器主单元200和调节器扩展单元800。振荡器190是块体，该块体沿着 激励方向可运动地悬挂并且能沿着激励方向以谐振频率ω0振荡。在静 止的情况下，振荡器190进行谐振角频率ω0的平移的或者旋转的振荡。 根据一种实施形式，振荡器190是激励单元、科氏单元或者转速传感器 的检测单元。转速传感器例如可以构造为MEMS(微机电系统)。

传感器单元170检测振荡器190的运动并且输出测量信号，该测量 信号描绘振荡器190沿着激励方向的总偏转。该测量信号对应于用于调 节器主单元200的调节器输入信号。调节器主单元200将调节器输入信 号与由调节器扩展单元600输出的谐波期望值信号比较并且基于信号差 形成调节器输出信号，该调节器输出信号被输出到致动器单元180。调 节器主单元200确定调节器输出信号，使得致动器单元180产生力信号， 以至于预设的谐波期望信号与所测量的振荡器运动190之间的差消失。

根据一种实施形式，调节器扩展单元600包括致动器激活单元695， 致动器单元180可以经由该致动器激活单元激活。在图1的框图中，致 动器激活单元695作为在将调节器输出信号输送给致动器单元180中的 开关来示出，其中该开关可以通过调节器扩展单元600的输出信号来控 制。

调节器扩展单元600通过调节装置来激活，例如通过接通驱动电压 来激活。致动器单元180首先保持被去活。振荡器190根据既往记录处 于静止中或者在致动器单元180去活时进行残余振荡。调节器扩展单元 600仍在致动器单元180去活时从测量信号中确定振荡器190的这样的 残余振荡的实际相位和实际振幅并且将匹配于实际相位和实际振幅的、 经同步的谐波期望值信号输出给调节器主单元200。一旦谐波期望值信 号或者有由此导出的经同步的控制信号供使用，那么调节器扩展单元 600经由致动器激活单元695激活致动器单元180，使得振荡器190的 残余振荡的振幅以相位同步的方式放大，直至期望振幅，并且在此包含 在残余振荡中的能量被利用。

调节器扩展单元600允许将振荡器从所有可考虑的初始状态在短时 间内调节到其期望振幅并且将其保持在那里。尤其当振荡器190在驱动 器或者致动器单元180去活之后要在衰减时间内的任意时间点又被置于 振荡至期望振幅时才出现残余振荡。

根据一种实施形式，调节装置200、600和振荡器190是导航仪的转 速传感器的组成部分，特别是用于飞行器的导航仪的转速传感器的组成 部分，所述导航仪在短暂电流故障之后必须在尽可能短促的时间内又转 到不受干扰的运行状态。调节器扩展单元600估计振荡器190的现有的、 衰减的残余振荡的振幅和相位位置。

根据一种实施形式，调节器扩展单元600具有卡尔曼滤波器，用于 估计振幅和相位位置。在考虑内部的信号运行时间的情况下从残余振荡 的振幅和相位位置中推导用于谐波期望值信号的相位和振幅正确的接 通的起始相位和起始振幅。利用现有的残余振荡，使得在短暂切断后的 重新起动的持续时间被缩短。仍存在的残余振荡的振幅越大，所需要的 时间越少，以便让振荡器又以期望振幅振荡。由此尤其在电流供给短暂 故障之后，减小了包括调节装置200、600的系统的重新起动时间(起 动时间(Hochlaufzeit))。

根据在图1中所示的实施形式，调节器扩展单元600包括检测单元 610和同步单元620。检测单元610至少在装置100的起始相位中例如 在重新接通驱动电压之后从测量信号中确定振荡器190的残余振荡的实 际相位和实际振幅。从实际相位和实际振幅以及其它系统参数例如信号 运行时间和信号延迟时间中，检测单元601确定同步信息，该同步信息 预设由同步单元620产生的谐波期望值信号的相位和振幅。同步单元 620接收同步信息并且将通过同步信息确定的谐波期望值信号转送给调 节器主单元200上。例如，调节器主单元200具有求和单元221，该求 和单元从由同步单元620输出的谐波期望值信号和测量信号中形成差分 信号。

根据一种实施形式，谐波期望值信号的谐振角频率ωr通过振荡器 190的谐振角频率ω0来预设，其中该频率也作为起始值来估计实际相 位和实际振幅。根据另一种实施形式，调节器补充单元600包括温度检 测单元，其中检测单元610以对实际相位和理论相位的估计作为振荡器 190的经温度校正的谐振角频率的基础并且谐振期望值信号以经温度校 正的谐振角频率振荡。

根据在图1中所示的实施形式，调节器扩展单元600包括频率存储 单元630，该频率存储单元以时间间距保存描述振荡器190的振荡频率 的频率信息。根据一种实施形式，频率存储单元630周期性地在非易失 性存储器中保存瞬时的谐振角频率。例如，将更新频率选择为，使得能 够进行典型应用的温度改变。根据一种实施形式，更新频率在1Hz至 100Hz的范围中，例如大约10Hz。

调节器补充单元600调用频率信息，用于估计振荡器190的残余振 荡的实际相位和实际振幅和/或使用存储在那里的频率信息来生成谐波 期望值信号，例如控制产生期望值信号的振荡器。在对于重新接通重要 的时长内，也就是说，在振荡器190的振荡的衰减时间内，温度几乎不 改变并进而振荡器190的谐振角频率几乎不改变，以至于在连续的运行 中最后存储在非易失性存储器中的用于重新启动后的驱动频率的值可 以是用于振荡器190的实际谐振角频率的足够好的近似值并且能够被用 作为用于调节的起始值。微机械的转速传感器中的振荡器例如具有在 10s的范围中的时间常数。在力激活关断之后，例如在驱动电压减损之 后，振荡器在大约30s后始终以期望振幅的大约5％来振荡。

根据一种实施形式，检测单元610的过程控制部控制致动器激活单 元695，使得致动器单元180当调节器补充单元600输出相位和振幅同 步的谐波期望值信号时才被激活。根据一种实施形式，致动器激活单元 695是开关机构，例如数字开关，该开关机构当相位和振幅正确的谐波 期望值信号提供给调节器主单元200时才将调节器主单元200的调节器 输出信号提供给致动器单元180。

根据另一种实施形式，检测单元610最迟在确定同步信息之后去活 调节器补充单元600的不再被需要的这种部分单元。

图2A示出检测单元610的细节。根据一种实施形式，检测单元610 包括滤波器单元612。例如，模拟的测量信号被以采样时间T采样，并 且在此转换为数字测量信号。滤波器单元612从测量信号的采样值、用 于包含在测量信号中的测量噪声的方差的估计值和用于测量信号的恒 定的振幅偏移的估计值中估计用于残余振荡的时间曲线的估计值，例如 所期望的过零。根据一种实施形式，滤波器单元612在此使用如下频率 信息，所述频率信息例如从频率存储单元630中读取。控制单元616从 用于残余振荡的时间曲线的估计值中确定基于实际相位和实际振幅的 同步信息。在此，控制单元616考虑由滤波、所需要的计算和瞬态振荡 延迟所产生的延迟。控制单元616计算起始相位和用于谐波期望值 信号的振幅的起始值A_S以及时间点t₀，在该时间点，这样计算的谐波 期望值信号在相位上与振荡器190的实际振荡相同。

同步单元620例如包括可控制的振荡回路622，该振荡回路的相位 是可控制的。根据一种实施例，振荡器的频率也是可控制的。振荡器的 频率例如是受温度控制的，以至于可以跟随振荡器190的谐波的谐振角 频率的与温度有关的改变。根据另一种实施形式，振荡回路622的谐振 角频率通过频率存储单元630中的最后的项来预设。关于最后存储 的频率的信息可以直接从频率存储单元630中被输送给振荡回路622或 者可以经由控制单元616被输送给振荡回路622。

谐波期望值信号的振幅被控制为，使得该振幅根据一时间函数r(t) 从与振荡器190的振荡的所估计的实际振幅相对应的起始振幅值A_S出 发上升到振荡器190的谐波振荡的振幅的期望值。控制单元616对此例 如输出具有被估计的实际振幅的起始值和期望值振幅的终值的斜坡信 号，该斜坡信号的时间曲线和/或时间常数匹配于实际相位。

乘法器单元626将振幅信号A_S·r(t)与振荡回路622的输出信号相 乘。在求和点221处形成谐波期望值信号与测量之间的差。根据一种实 施形式，控制单元616关断滤波器单元612，一旦其结果已被传输到控 制单元616。滤波器单元612的关断例如降低了电流消耗。附加地，在 微处理器中实现时，估计所需要的计算能力可以自由地用于在装置的正 常运行中所需的计算运算。根据另一种实施形式，控制单元616控制图 1的致动器激活单元695，使得致动器单元180在时间点t₀被接通。

根据一种实施形式，调节器扩展单元600包括前级单元640。前级 单元640从测量信号中确定，残余振荡的振幅A是否低于最小阈值 A_xmin。如果情况如此，那么由此得出，振荡器不再进行显著的残余运动 并且振荡器可以毫无问题地从静止中启动。根据一种实施形式，谐波期 望值信号因此以起始振幅A_s＝A_xmin启动。相位位置在从静止状态启动时 是任意的并且谐波期望值信号的频率例如从温度的知识和用于振荡器 190的线性的温度模型中确定或者从频率存储单元630中读取。根据一 种实施形式，前级单元640从几个振荡周期中确定最大值A_max和最小 值A_min并且根据方程1和2从所述值A_max和A_min中计算瞬时振荡振幅 A的粗值和瞬时振荡偏移A₀：

(1)$A=\frac{A_{\max }-A_{\min }}{2}$

(2)$A_0=\frac{A_{\max }+A_{\min }}{2}$

调节器扩展单元600例如作为数字电路来实现，例如作为ASIC(用 户专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)或者FPGA(现场可编程 门阵列)。调节器扩展单元600和调节器主单元200可以在同样的或者 不同的组件中构成。根据另一种实施形式，调节器扩展单元600和调节 器主单元200完全地或者部分地是如下程序，所述程序由计算机或者微 处理器实施。

根据一种实施形式，滤波器单元612是卡尔曼滤波器。对振幅和相 位的值的估计与振荡器的衰减时间常数相比快数个量级地进行。根据一 种实施形式，因此振荡器的运动y0简化地假设为无阻尼的谐波振荡：

(3)y₀(t)＝A·sin(ω_0M·t)

测量信号y*(t)除了实际振荡器运动y0还包含不可避免的测量噪声 w和恒定的偏移A0。

(4)y^*＝y+A₀＝y₀+w+A₀

振荡器运动y0(t)被视为具有方程(5)至(10)的微分方程组的解：

(5)${\stackrel{·}{y}}_0=A·{\omega }_{0M}·\cos ({\omega }_{0M}·t)$

(6)${\stackrel{··}{y}}_0=-A·{{\omega }_{0M}}^2·\sin ({\omega }_{0M}·t)$

(7)x₁＝y₀

(8)$x_2={\stackrel{·}{y}}_0$

(9)${\stackrel{·}{x}}_1=x_2$

(10)${\stackrel{·}{x}}_2={{-\omega }_{0M}}^2·x_1$

该方程组的状态可以以矩阵描述方式用方程(11)如下说明：

(11)$\underset{‾}{\stackrel{·}{x}}=\left(\begin{array}{cc}0& 1\\ {{-\omega }_{0M}}^2& 0\end{array}\right)·\underset{‾}{x}=\underset{‾}{A}·\underset{‾}{x}$

为了得到微分方程组，关于所使用的测量信号的采样时间T将上述 方程组离散化。这借助于拉普拉斯变换来描述：

(12)$\underset{‾}{\phi }\left(s\right)=[{s·\underset{‾}{I}-\underset{‾}{A}]}^{-1}$

(13)$\underset{‾}{\phi }\left(s\right)={\left(\begin{array}{cc}s& -1\\ {{\omega }_{0M}}^2& s\end{array}\right)}^{-1}=\left(\begin{array}{cc}\frac{s}{s^2+{{\omega }_{0M}}^2}& \frac{1}{s^2+{{\omega }_{0M}}^2}\\ \frac{{{-\omega }_{0M}}^2}{s^2+{{\omega }_{0M}}^2}& \frac{s}{s^2+{{\omega }_{0M}}^2}\end{array}\right)$

(14)

(15)

如下逐元素地说明微分方程组：

(16)$x_1(k+1)=\cos ({\omega }_{0M}·T)·x_1\left(k\right)+\frac{1}{{\omega }_{0M}}·\sin ({\omega }_{0M}·T)·{x_2}^{\prime }\left(k\right)$

(17)${x_2}^{\prime }(k+1)=-{\omega }_{0M}·\sin ({\omega }_{0M}·T)·x_1\left(k\right)+\cos ({\omega }_{0M}·T)·{x_2}^{\prime }\left(k\right)$

为了简化计算和执行，适合的是将具有ω_0M的状态变量x₂’如下标准 化：

(18)$x_1(k+1)=\cos ({\omega }_{0M}·T)·x_1\left(k\right)+\sin ({\omega }_{0M}·T)·\frac{{x_2}^{\prime }\left(k\right)}{{\omega }_{0M}}$

(19)$\frac{{x_2}^{\prime }(k+1)}{{\omega }_{0M}}=-\sin ({\omega }_{0M}·T)·x_1\left(k\right)+\cos ({\omega }_{0M}·T)·\frac{{x_2}^{\prime }\left(k\right)}{{\omega }_{0M}}$

通过新的状态变量

(20)$x_2=\frac{{x_2}^{\prime }}{{\omega }_{0M}}$

可以如下地说明将离散化的方程组的状态描述：

(21)$\underset{‾}{x}(k+1)=\underset{‾}{\phi }\left(T\right)·\underset{‾}{x}\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos ({\omega }_{0M}·T)& \sin ({\omega }_{0M}·T)\\ -\sin ({\omega }_{0M}·T)& \cos ({\omega }_{0M}·T)\end{array}\right)·\underset{‾}{x}\left(k\right)$

(22)$y\left(k\right)={\underset{‾}{c}}^T·\underset{‾}{x}\left(k\right)+w\left(k\right)=\left(\begin{array}{cc}1& 0\end{array}\right)·\underset{‾}{x}\left(k\right)+w\left(k\right)$

对于测量噪声w的方差在下文中使用符号R。

基于带噪声的测量值y＊，使用卡尔曼滤波器来获得根据一种实施形 式的实际系统状态x的估计值卡尔曼滤波器可以通过如下组的方程 来描述：

(23)${\underset{‾}{P}}^{*}\left(0\right)=\left(\begin{array}{cc}1/2& 0\\ 0& 1/2\end{array}\right){\underset{‾}{x}}^{*}\left(0\right)=\left(\begin{array}{c}0\\ 0\end{array}\right)$

(24)k(k)＝P^*(k)·c·{c^T·P^*(k)·c+R}^-1

(25)$\underset{‾}{\overset{~}{P}}\left(k\right)={\underset{‾}{P}}^{*}\left(k\right)-\underset{‾}{k}\left(k\right)·{\underset{‾}{c}}^T·{\underset{‾}{P}}^{*}\left(k\right)$

(26)${\underset{‾}{P}}^{*}(k+1)=\underset{‾}{\phi }·\underset{‾}{\overset{~}{P}}\left(k\right)·{\underset{‾}{\phi }}^T$

(27)y(k)＝y^*(k)-A₀

(28)$\underset{‾}{\overset{^}{x}}\left(k\right)={\underset{‾}{x}}^{*}\left(k\right)+\underset{‾}{k}\left(k\right)·\{y\left(k\right)-{\underset{‾}{c}}^T·{\underset{‾}{x}}^{*}\left(k\right)\}$

(29)${\underset{‾}{x}}^{*}(k+1)=\underset{‾}{\phi }·\underset{‾}{\overset{^}{x}}\left(k\right)$

在逐元素的描述中，可以如下说明具有方程(30)至(42)的卡尔 曼滤波方程。在这里利用矩阵P^*和的对称性：

(30)$k_1\left(k\right)=\frac{{P_{11}}^{*}\left(k\right)}{{P_{11}}^{*}\left(k\right)+R}$

(31)$k_2\left(k\right)=\frac{{P_{12}}^{*}\left(k\right)}{{P_{11}}^{*}\left(k\right)+R}$

(32)${\tilde{P}}_{11}\left(k\right)={P_{11}}^{*}\left(k\right)-{P_{11}}^{*}\left(k\right)·k_1\left(k\right)$

(33)${\tilde{P}}_{12}\left(k\right)={P_{12}}^{*}\left(k\right)-{P_{11}}^{*}\left(k\right)·k_2\left(k\right)$

(34)${\tilde{P}}_{22}\left(k\right)={P_{22}}^{*}\left(k\right)-{P_{12}}^{*}\left(k\right)·k_2\left(k\right)$

(35)

${P_{11}}^{*}(k+1){=\cos }^2({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{11}\left(k\right)+2·\cos ({\omega }_{0M}·T)·\sin ({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{12}\left(k\right)+{\sin }^2({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{22}\left(k\right)$

(36)

$\left(\begin{array}{c}{P_{12}}^{*}(k+1)=-\cos ({\omega }_{0M}·T)·\sin ({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{11}\left(k\right)+({\cos }^2({\omega }_{0M}·T)-{\sin }^2({\omega }_{0M}·T))·{\tilde{P}}_{12}\left(k\right)\\ +\cos ({\omega }_{0M}·T)·\sin ({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{22}\left(k\right)\end{array}\right)$

(37)

${P_{22}}^{*}(k+1){=\sin }^2({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{11}\left(k\right)+2·\cos ({\omega }_{0M}·T)·\sin ({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{12}\left(k\right)+{\cos }^2({\omega }_{0M}·T)·{\tilde{P}}_{22}\left(k\right)$

(38)y(k)＝y^*(k)-A₀

(39)${\hat{x}}_1\left(k\right)={x_1}^{*}\left(k\right)+k_1\left(k\right)·(y\left(k\right)-{x_1}^{*}\left(k\right))$

(40)${\hat{x}}_2\left(k\right)={x_2}^{*}\left(k\right)+k_2\left(k\right)·(y\left(k\right)-{x_1}^{*}\left(k\right))$

(41)${x_1}^{*}(k+1)=\cos ({\omega }_{0M}·T)·{\hat{x}}_1\left(k\right)+\sin ({\omega }_{0M}·T)·{\hat{x}}_2\left(k\right)$

(42)${x_2}^{*}(k+1)=-\sin ({\omega }_{0M}·T)·{\hat{x}}_1\left(k\right)+\cos ({\omega }_{0M}·T)·{\hat{x}}_2\left(k\right)$

使用所估计的信号的负值到正值的过零，以便相位正确地启动振 幅调节的期望信号。时间零点此时被选择为，使得所述时间零点与所检 测的过零重合。所估计的信号因此与sin(ω_0M·T·k)成比例。

振幅调节的期望信号应恰好在所估计的信号过零时以起始相位0开 始运行。但由于仅提供具有时间分辨率T的采样值，所以一般而言不能 够恰好碰到过零。根据一种实施形式，因此从过零之前的采样值和 过零点之后的采样值中通过按方程(43)的线性插值来确定附加要 考虑的相位

(43)

该相位在后续周期中才起作用，这引起附加要考虑的延迟。除此之 外必须考虑信号处理中(例如在测量值检测中)的其它与实现有关的延 迟。数倍于采样时间的其它延迟假设为n_osc。所需要的起始相位因此 根据方程(44)得出：

(44)

图2B示出作为调节装置的滤波单元612的卡尔曼滤波器的细节。

倘若该系统由多个振荡器构成并且振荡器的驱动由于共同的电子机 构也必须一起开始(例如在由三个转速传感器构成的惯性测量单元 (IMU)中)，但是振荡器的过零不一定在同一采样周期中。因此，已 找到其过零的振荡器的起始相位在每个附加的采样周期中提高了 ω_0M·T。这进行直至最后的振荡器找到其过零。

例如，一旦在这些传感器中的至少一个中检测到同步条件(所测量 的振荡器信号的过零)，那么例如能够根据上述方法开始这些传感器的 激励。一旦满足其余传感器各自的同步条件，那么可以进行所述其余传 感器的接通。接通激励的时间点在此在所有传感器中单独地选择。根据 另一种具有共同的电子装置的实施形式，其中只有共同的激励接通时间 点是可能的，等待直至对所有传感器检测到同步条件。因为同步条件每 采样周期可以被分析一次，所以对每个曾已实现其同步条件的传感器而 言，对于每个即将到来的采样周期将属于该采样周期的相位ω_0M·T加到 起始相位。

在图3A中示出的实施形式描述了在装置100内的调节器主单元的 类似实施形式用于阐明基于调节器主单元200的原理的作用方式。调节 器主单元200包括PI调节器225，所述PI调节器用于谐波参考变量或 者谐波期望值信号，该PI调节器具有积分传递元件222和比例传递元 件224，所述积分传递元件具有积分作用系数K_i，所述比例传递元件具 有放大因数K_p。用于谐波参考变量的PI调节器225从调节器输入端上 的恒定振幅的以阶跃函数振幅调制的谐波振荡中产生调节器输出端上 的具有相同频率和在时间比例的振幅的谐波振荡。

图3B阐明了正弦调制的阶跃信号x_d(t)通过PI调节器225的传递函 数G_RO(s)变换为具有在时间比例的振幅的谐波输出信号u(t)。所描述的 PI调节器的特性以如以下所描述的对调节器参数K_i、K_p的大小确定为 前提。方程(45)反映了调节器输出信号u(t)与调节器输入信号x_d(t)之 间的关系，对于x_d(t)＝σ(t)：

(45)u(t)＝(K_P+K_I·t)·sin(ω_o·t)·σ(t)

调节器输出信号u(t)和调节器输入信号x_d(t)的拉普拉斯变换从方程 (46a)和(46b)中得出：

(46a)$X_d\left(s\right)=\frac{{\omega }_0}{s^2+{{\omega }_0}^2}$

(46b)$U\left(s\right)=K_P·\frac{{\omega }_0}{s^2+{{\omega }_0}^2}+K_I·\frac{2·{\omega }_0·s}{{(s^2+{{\omega }_0}^2)}^2}$

用于谐波期望值信号的PI调节器225的传递函数G_RO(s)因此从方程 (47)中得出：

(47)$G_{R0}\left(s\right)=\frac{U\left(s\right)}{X_d\left(s\right)}=K_P·\frac{s^2+2·\frac{K_I}{K_P}·s+{{\omega }_0}^2}{s^2+{{\omega }_0}^2}$

连续的PI调节器225的特征在于由广义积分分量得到的在s＝±j_ω0处的共轭复极点。在调节器输入端上有频率ω₀的谐波振荡时，PI调节 器225在调节器输出端上不产生相位偏移。为了设定任意相位，调节器 主单元200因此附加地包括与PI调节器225串联的具有调节器死区时 间T_R的死区时间元件226。调节器主单元200的调节器传递函数G_R(s) 因此根据方程(48)得出：

(48)$G_R\left(s\right)=G_{R0}\left(s\right)·e^{-T_R·s}=K_P\frac{s^2+2·\frac{K_I}{K_P}·s+{{\omega }_0}^2}{s^2+{{\omega }_0}^2}·e^{-T_R·s}$

调节器参数K_i、K_p选择为使得根据方程(48)的调节器传递函数中 的调节器零点补偿根据方程(49)的系统传送函数中的系统共轭复极点。 (49)$G\left(s\right)=\frac{A}{{(s+s_o)}^2+{{\omega }_0}^2}·e^{{-T}_S·s}=G_o\left(s\right)·e^{-T_S·s}$

通过方程(49)和(48)的系数比较，得出方程(50a)和(50b) 用于确定调节器参数K_i、K_p：

(50a)$2·\frac{K_I}{K_P}\stackrel{!}{=}2·s_0$

(50b)${{\omega }_0}^2\stackrel{!}{=}{{\omega }_0}^2+{s_0}^2$

根据一种实施形式，振荡器190的阻尼s₀和谐振角频率ω₀被选择 为，使得适用s₀＜＜ω₀并且进而方程(50b)以非常好的近似来满足。 从方程(50a)中得出方程(50c)作为用于积分作用系数K_i与放大因 数K_p的比值的大小确定规则：

(50c)$\frac{K_I}{K_P}\stackrel{!}{=}{s}_0$

修正的开环回路的传递函数G_k(s)从系统传递函数G_S(s)与调节器传 递函数G_R(s)的乘积中得出。因为在根据方程(50b)、(50c)相应确定 大小时消去系统共轭复极点和调节器共轭复零点的表达式，所以根据方 程(51)得出修正的开环回路的传递函数G_k(s)：

(51)$G_k\left(s\right)=G_S\left(s\right)·G_R\left(s\right)=A·K_P·\frac{1}{s^2+{{\omega }_0}^2}·e^{-(T_S+T_R)·s}$

在以传统的PI调节器调节时，在修正的开环回路的相频响应中在频 率ω＝0时出现从+90°向-90°的相位跳变。反之在设计用于谐波参考变量 的PI调节器225中在频率ω₀处出现180°的相位跳变，然而所述相位跳 变不一定在+90°与-90°之间进行。根据一种实施形式，因此调节器死区 时间T_R被选择为，使得180°的相位跳变尽可能恰好在ω₀处出现，例如 通过根据方程(52a)确定调节器参数的大小的方式：

(52a)$(T_S+T_R)·{\omega }_0=\frac{3}{2}·\pi$

如果在ω₀处仅通过系统死区时间T_S引起的相位偏移小于90°，那么 180°的相位分量也通过反相调节器产生。在这种情况中，在ω₀处通过 调节器死区时间T_R和系统死区时间T_S引起的相位仅须补充到π/2。因 此用于调节器死区时间T_R的大小确定规则于是为：

(52b)$(T_S+T_R)·{\omega }_0=\frac{\pi }{2}$

从修正的开环回路的频率响应中可以借助于奈奎斯特准则推断出闭 环回路的稳定性特性。修正的开环回路由广义积分器和系统死区时间 T_S与调节器死区时间T_R的组合构成。通过根据方程(14a)或者(14b) 中的一个适当地确定调节器死区时间T_R的大小，相位特征线在频率ω₀处具有在对于较低的频率ω＜ω₀的+90°与达到较高的频率ω＞ω₀的-90° 之间的180°的跳变。闭环回路的传递函数G_w(s)从修正的开环回路G_k(s) 中得出：

(53)$G_w\left(s\right)=\frac{G_K\left(s\right)}{1+G_k\left(s\right)}$

如果根据方程(52a)确定调节器死区时间T_R，那么闭环回路恰好 在修正的开环回路的轨迹对于0≤ω＜ω₀既不包围也不经过点-1时是稳 定的。

反之如果根据公式(52b)确定调节器死区时间T_R并且PI调节器 225产生180°的相位，那么闭环回路正好在修正的开环回路的轨迹在负 实轴上在大于-1的值处开始时是稳定的。

在区间0≤ω＜ω₀中，幅值特征线在增益交越频率处切割0dB线， 其中增益交越频率到ω₀的频率间隔确定闭环回路的带宽。通过放大因 数K_P，幅频响应并进而增益交越频率在纵坐标方向上偏移，使得所得 到的用于闭环回路的带宽是可设定的。根据一种实施形式，放大因数 K_P在通过稳定性标准预设的边界的范围中被选择为，使得带宽最大。

总的来说，调节器主单元200包括用于谐波参考变量的PI调节器 225，所述PI调节器被输送谐波期望值信号并且所述PI调节器包括具 有放大因数K_P的比例传递元件224和具有积分作用系数K_i的积分传递 元件222。积分作用系数K_i和放大因数K_P被选择为，使得在s平面中 PI调节器225的调节器传递函数的零点和描述振荡器190的系统传递函 数的共轭复极点相互补偿。

根据一种实施形式，振荡器190的阻尼s₀关于在激励方向上的偏转 远小于振荡器190的谐振角频率，并且单位秒的积分作用系数K_i与放 大因数K_P的比值大致对应于阻尼s₀。此外，放大因数K_P可以被选择为， 使得所产生的带宽对于相应的稳定性要求而言尽可能高。积分作用系数 K_i因此根据阻尼s₀和放大因数K_P按方程(50c)来选择。

根据一种实施形式，由致动器单元180、振荡器190和传感器单元 170形成的系统具有系统死区时间T_S，并且调节器主单元200具有与 PI调节器225串联串行起作用的死区时间元件226，所述死区时间元件 具有调节器死区时间T_R。调节器死区时间T_R根据系统死区时间T_S和 振荡器190的谐振角频率ω₀被选择为，使得修正的开环回路的在频率 ω₀处的相频响应朝向较高的频率具有从+90°到-90°的相位跳变。

根据该实施形式的第一变型，用于谐波参考变量的PI调节器并不使 符号翻转，并且调节器死区时间T_R被选择为，使得系统死区时间T_S和 调节器死区时间T_R之和与谐振角频率ω₀的乘积结果为3π/2。根据该实 施形式的另一种变型，PI调节器225使符号反转或者使相位偏移180°， 并且在谐振角频率ω₀处由调节器死区时间T_R和系统死区时间T_S引起 的相位仅被补充到π/2，以至于系统死区时间T_s和调节器死区时间T_R之和与谐振角频率ω₀的乘积结果为π/2。

因为调节器主单元200不提供为阻尼高频混合产物需要低通滤波器 的基带变换，所以调节器主单元200可以设计为带宽明显更宽。调节器 主单元200与提供基带变换的可比较的调节器相比对干扰量更快地作出 反应。

图4A和4B与如下实施形式有关，其中调节器主单元200具有离散 的用于谐波期望值信号的PI调节器325，所述PI调节器具有离散的比 例传递元件324和离散的积分传递元件322，所述比例传递元件具有放 大因数K_P，所述积分传递元件具有积分作用系数K_i。根据一种实施形 式，由传感器单元170输出的模拟测量信号被采样单元321以采样时间 T采样并且转换为用于离散的PI调节器325的数字输入信号。根据另 一种实施形式，传感器单元170已经输出数字测量信号。

根据一种实施形式，其中包括致动器单元180、振荡器190和传感 器单元170的系统具有系统死区时间T_S，调节器主单元200包括与离散 的PI调节器325串联地设置的死区时间元件326，所述死区时间元件具 有调节器死区时间T_R。此外，不仅系统死区时间T_S而且调节器死区时 间T_R根据方程(54a)和(54b)被表示为采样时间T的数倍：

(54a)、54(b)T_S＝β_S·T和T_R＝β_D·T。

调节器死区时间T_R在此被确定为，使得修正的开环回路在谐振角频 率ω₀处朝向较高的频率具有+90°和-90°的相位跳变。

根据一种实施形式，积分作用系数K_i与放大因数K_P的比值设定为， 使得在s平面中调节器传递函数的调节器零点补偿系统传递函数的系统 共轭复极点。根据另一种实施形式，调节器参数被选择为，使得等效基 带系统的闭环回路的传递函数具有翻倍的实特征值。调节器主单元200 例如作为数字电路来实现，例如作为ASIC(专用集成电路)、DSP(数 字信号处理器)或者FPGA(现场可编程门阵列)或者作为用于计算机 或微处理器的程序。

图4B阐明了根据图4A的用于谐波参考变量的离散的PI调节器325 的z传递函数G_RO(z)。传递函数G_RO(z)被确定为，使得PI调节器325 从包括以阶跃函数σ(k)调制的谐波振荡的输入信号x_d(k)中产生相同频 率的具有在时间比例的振幅的谐波振荡作为调节器输出信号u(k)，如通 过方程(55)来表示：

(55)u(k)＝(K_P+K_I·T·k)·sin(ω_O·T·k)·σ(k)

输入函数X_d(z)和输出函数U(z)通过根据方程(56a)和(56b)的z 变换得出：

(56a)$X_d\left(z\right)==\frac{z·\sin ({\omega }_0·T)}{z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1}$

(57a)$U\left(z\right)=K_P·\frac{z·\sin ({\omega }_0·T)}{z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1}+K_I·\frac{T·z^3·\sin ({\omega }_0·T)-T·z·\sin ({\omega }_0·T)}{{(z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1)}^2}$

用于谐波参考变量的离散的PI调节器325的传递函数G_RO(z)随后 根据公式(56c)得出：

(56c)$G_{R0}\left(z\right)=\frac{U\left(z\right)}{X_d\left(z\right)}=\frac{(K_P+K_I·T)·z^2-2·K_P·\cos ({\omega }_0·T)·z+K_P-K_I·T}{z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1}$

这样的离散的PI调节器由于广义积分作用分量具有在处 的极点并且在输入端上有频率ω₀的谐波振荡时在输出端上不产生相位 偏移。因此为了能够设定任意相位，调节器主单元200根据一种实施形 式设置有具有延迟β₀的死区时间元件326。具有死区时间元件326和离 散的PI调节器325的调节器主单元200的调节器传递函数G_R(z)随后根 据方程(57)得出：

(57)$G_R\left(z\right)=G_{\mathrm{RO}}\left(z\right)·z^{-{\beta }_D}=\frac{(K_P+K_I·T)·z^2-2·K_P·\cos ({\omega }_0·T)·z+K_P-K_I·T}{z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1}·z^{{-\beta }_D}$

根据方程(49)的连续的调节系统的模型以相应的方式离散化。对 此首先在根据方程(49)的调节系统的传递函数G(s)中将根据方程(54a) 的系统死区时间T_S表示为采样时间T的数倍：

(58)$G\left(s\right)=\frac{A}{{(s+s_0)}^2+{{\omega }_0}^2}{·e}^{{-\beta }_S·T_s}=G_0\left(s\right)·e^{{-\beta }_S{T}_s}$

一般而言用于具有传递函数G(s)的连续的调节系统的离散化的模型 的阶梯传递函数G(z)可根据方程(59)来计算：

(59)$G\left(z\right)=\frac{z-1}{z}·Z\left\{\frac{G\left(s\right)}{s}\right\}$

利用根据方程(59a)至(59e)的下述缩写，

(59a)$K_S=\frac{A}{{s_0}^2+{{\omega }_0}^2}$

(59b)$b_1=1-e^{-s_0·T}·\cos ({\omega }_0·T)-\frac{s_0}{{\omega }_0}·e^{-s_0·T}·\sin ({\omega }_0·T)$

(59c)$b_2=e^{-2·s_0·T}-e^{-s_0·T}·\cos ({\omega }_0·T)+\frac{s_0}{{\omega }_0}·e^{-s_0·T}·\sin ({\omega }_0·T)$

(59d)$a_1=2·e^{-s_0·T}·\cos ({\omega }_0·T)$

(59e)$a_2=-e^{-2·s_0·T}$

根据方程(60)得到来自于方程(58)和(59)的用于振荡器190的阶 梯传递函数G(z)。

(60)$G\left(z\right)=K_S·\frac{b_1·z+b_2}{z^2-a_1·z-a_2}·\frac{1}{z^{{\beta }_s}}=G_0\left(z\right)·\frac{1}{z^{{\beta }_s}}$

根据本发明的一种实施形式，调节器死区时间T_R被确定为，使得修 正的开环回路的在谐振角频率ω₀处的相频响应朝向较高的频率具有从 +90°到-90°的相位跳变。用于修正的开环回路的z传递函数类似于方程 (51)从根据方程(58)的系统传递函数G(z)与根据方程(57)的调节 器传递函数G_R(z)的相乘中得出：

(61)$G_K\left(z\right)=G_0\left(z\right)·G_{\mathrm{RO}}\left(z\right)·z^{-({\beta }_S+{\beta }_D)}$

类似于方程(52a)和(52b)，调节器参数β_D选择为，使得在谐振 角频率ω₀处修正的开环回路的传递函数G_k(z)具有从+90°向-90°的相位 跳变：

(62a)$({\beta }_S+{\beta }_D+\frac{1}{2})·{\omega }_0·T=\frac{3}{2}·\pi$

与方程(52a)相比，相对于连续的调节器得出附加的分量1/2ω₀T， 其描述了归因于离散化的、附加的、半个采样周期的延迟。如在连续的 调节器的情况下，只要由系统死区时间β_S·T和离散化引起的在谐振角 频率ω₀处的相位偏移小于90°，也可以通过在调节器中的减号产生180° 的相位跳变，使得由离散化、调节器死区时间β_D·T和系统死区时间 β_S·T引起的在谐振角频率ω₀处的相位仅须被补充到π/2。相应地，对 于β_D的情况，根据方程(62b)得出大小确定规则：

(62b)$({\beta }_S+{\beta }_D+\frac{1}{2})·{\omega }_0·T=\frac{\pi }{2}$

方程(62a)和(62b)通常引起β_D的非整数值。一般而言，调节器 参数β_D具有根据方程(63)的整数分量n_D和余数1/a_D，其中a_D>1：

(63)${\beta }_D=n_D+\frac{1}{a_D}$

根据一种实施形式，整数分量n_D通过对应于由n_D说明的长度的延 迟链来近似，并且采样周期的分数1/a_D通过根据方程(64)的一阶全通 滤波来近似：

(64)$z^{-\frac{1}{a_D}}\approx \frac{{\alpha }_D·z+1}{z+{\alpha }_D}$

根据一种实施形式，全通滤波的参数α_D被选择为，使得精确的传递 函数的相位和根据方程(64)的全通滤波近似的相位在谐振角频率 ω₀处尽可能精确地一致。从该条件中得出方程(65)作为用于全通滤波 的参数α_D的简单方程：

(65)$-\frac{{\omega }_0·T}{a_D}=\arctan \left(\frac{{\alpha }_D·\sin ({\omega }_0·T)}{{\alpha }_D·\cos ({\omega }_0·T)+1}\right)-\arctan \left(\frac{\sin ({\omega }_0·T)}{\cos ({\omega }_0·T)+{\alpha }_D}\right)$

根据一个实施形式，通过如下方式确定α_D，即经由区间嵌套根据方 程(66)确定函数的零点：

(66)$f\left({\alpha }_D\right)=\arctan \left(\frac{{\alpha }_D·\sin ({\omega }_0·T)}{{\alpha }_D·\cos ({\omega }_0·T)+1}\right)-\arctan \left(\frac{\sin ({\omega }_0·T)}{\cos ({\omega }_0·T)+{\alpha }_D}\right)+\frac{{\omega }_0·T}{a_D}$

对根据方程(63)和(66)的n_D和α_D的确定与确定其它调节器参 数K_P和K_i的方式无关。

根据用于建立调节器单元的方法的一种实施形式，其中所述方法包 括对根据图4A的离散的PI调节器325的确定大小，离散的PI调节器 325的放大因数K_P和积分作用系数K_i被选择为，使得根据方程(57) 的调节器传递函数G_R(z)中的调节器零点补偿根据方程(60)的系统传 递函数G(z)的系统共轭复极点。在方程(57)与(60)之间的关于z¹的系数比较产生根据方程(67)的大小确定规则：

(67)$K_P\stackrel{!}{=}{K}_I·T·\frac{e^{-s_0·T}}{1-e^{-s_0·T}}$

用于z⁰的系数比较产生根据方程(68)的尺寸标示规则：

(68)$K_P\stackrel{!}{=}{K}_I·T·\frac{1+e^{-2·s_0·T}}{1-e^{-2·s_0·T}}$

根据一种实施形式，采样时间T和振荡器190的阻尼s₀被选择为， 使得s₀·T<<1，以至于根据(69a)和(69b)的近似是足够精确的：

(69a)$e^{-s_0·T}\approx 1-s_0·T$

(69b)$e^{-2·s_0·T}\approx 1-2·s_0·T$

通过根据方程(69a)和(69b)的近似，根据方程(67)和(68) 的这两个不相关的大小确定规则通过根据方程(70)的唯一的大小确定 规则来近似：

(70)$K_P\stackrel{!}{=}{K}_I·T·\frac{1-s_0·T}{s_0·T}$或$K_I·T\stackrel{!}{=}{K}_P·s_0·T.$

根据一种实施形式，积分作用系数K_i与放大因数K_P的比值设置为 等于或者近似等于振荡器的阻尼s₀。根据所描述的方法对离散的PI调 节器325的大小确定引起闭环回路的良好的参考特性 (Führungsverhalten)，所述方法提供通过调节器零点补偿系统极点。

图5A和5B与如下实施形式有关，其中调节器主单元200具有调 节器扩展部328，所述调节器扩展部与根据图4A的PI调节器325和死 区时间元件326串联设置。在下文中调节器扩展部328的结构从用于基 带的类似的调节器扩展部中推导出。

振荡器190除了在ω₀处的谐振角频率之外例如还可以具有其它谐 振，例如高于或者低于谐振角频率ω₀的机械结构谐振。调节器扩展部 328设计为，使得所述调节器扩展部极大地阻尼其它谐振。为了该目的， 在远离所期望的带宽的转折频率处在基带中给传统的PI调节器添加具 有另一极点的一阶延迟元件(PT₁元件)。该附加的调节器极点使得用于 高频的调节器不再用作比例元件，而其幅频以20dB/十倍下降。基带中 的这样的扩展部的阶跃响应y(k)根据方程(71)从作为输入信号u(k) 的阶跃函数σ(k)中得出：

(71)$y\left(k\right)=(1-e^{-\frac{k·T}{T_1}})·\sigma \left(k\right)$

输入信号u(k)的z变换U(z)对应于阶跃信号的z变换：

(72a)$U\left(z\right)=\frac{z}{z-1}$

根据方程(72b)得出输出信号y(k)的z变换：

(72b)$Y\left(z\right)=\frac{z}{z-1}-\frac{z}{z-e^{-\frac{T}{T_1}}}$

类似于方程(47)，因此对于基带中的这样的调节器扩展部的传递 函数G_REO(z)得到：

(73)$G_{\mathrm{RE}0}\left(z\right)=\frac{1-e^{-\frac{T}{T_1}}}{z-e^{-\frac{T}{T_1}}}$

根据一种实施形式，此时类似于基带中的调节器扩展部，带通带 中的调节器扩展部328构成为，使得调节器扩展部328以相同频率的谐 波振荡响应具有谐振角频率ω₀的通过阶跃函数调制的谐波振荡的加载， 其中基带扩展部的阶跃响应预设包络线，如在图5B的右侧上所示的那 样。

图5B示出正弦调制的阶跃函数u(k)到具有正弦振荡的输出信号的 变换，所述输出信号的包络线从根据带通带中的离散的调节器扩展部的 传递函数G_REO(z)的阶跃响应中得出。带通带中的具有传递函数G_RE(z) 的调节器扩展部328的输入信号根据方程(74)得出：

(74)u(k)＝sin(ω₀·T·k)·σ(k)

调节器输出信号y(k)是谐波振荡，所述调节器输出信号的包络线 对应于基带中的PT₁调节器扩展部的阶跃响应：

(75)$y\left(k\right)=(1-e^{-\frac{k·T}{T_1}})·\sin ({\omega }_0·T·k)·\sigma \left(k\right)$

z变换U(z)和Y(z)根据方程(76a)和(76b)得出：

(76a)$U\left(z\right)=\frac{z·\sin ({\omega }_0·T)}{z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1}$

(76b)$Y\left(z\right)=z·\frac{\sin ({\omega }_0·T)}{z^2-2·\cos ({\omega }_0·T)·z+1}-z·\frac{e^{-\frac{T}{T_1}}·\sin ({\omega }_0·T)}{z^2-2·e^{-\frac{T}{T_1}}·\cos ({\omega }_0·T)·z+e^{-2\frac{T}{T_1}}}$

用于带通带的调节器扩展部328的传递函数G_RE(z)根据方程(77) 得出：

(77)$G_{\mathrm{RE}}\left(z\right)=\frac{Y\left(z\right)}{U\left(z\right)}=\frac{(1-e^{-\frac{T}{T_1}})·z^2-e^{-\frac{T}{T_1}}·(1-e^{-\frac{T}{T_1}})}{z^2-2·e^{-\frac{T}{T_1}}·\cos ({\omega }_0·T)·z+e^{-2\frac{T}{T_1}}}$

具有传递函数G_RE(z)的调节器扩展部328与离散的PI调节器325 串联地类似于具有作为平均频率的谐振角频率ω₀的一阶带通起作用。 修正的开环回路在谐振角频率ω₀处的幅值和相位在围绕根据方程(78) 的谐振角频率ω₀的窄的范围中保持不变：

(78)${\omega }_0-\frac{1}{T_1}\le \omega \le {\omega }_0+\frac{1}{T_1}$

在该范围中，修正的开环回路的幅频响应几乎不受影响，而在该 范围之外发生明显的幅值下降，以至于可能的所不期望的谐振会降低。

图6A至6C与根据另一种实施形式的微机械的转速传感器500有 关。转速传感器500包括悬挂在第一弹簧元件541上的激励单元590， 例如激励框架。第一弹簧元件541将激励单元590耦联到悬挂结构551， 所述悬挂结构牢固地与在图5B中示出的载体基底550连接。弹簧元件 541仅微弱地阻尼激励单元590相对于载体基底550沿着激励方向501 的偏转。检测单元580经由第二弹簧元件542耦联到激励单元590并且 相对于激励单元590主要沿着与激励方向501正交的检测方向502运动。 激励方向和检测方向501、502平行于载体基底550的表面伸展。第一 和第二弹簧元件541、542例如是具有小的横截面的梁状的结构，所述 梁状的结构构成在相应的待耦联的结构之间。

根据一种实施形式，转速传感器500包括第一传力器和传感器单 元561、571，例如静电的传力器和传感器，所述第一传力器和传感器单 元激励由激励单元590和检测单元580形成的系统沿着激励方向501振 荡和/或能够检测激励单元590的相应的偏转。此外，转速传感器500 包括第二传力器和传感器单元562、572，例如静电的传力器和传感器， 所述第二传力器和传感器单元能够作用检测单元580和/或检测其偏转。 根据一种实施形式，第二传力器和传感器单元562、572中的至少一个 被操控为，使得其抵消检测单元580的由干扰量引起的偏转或者在闭环 系统的情况下由测量量引起的偏转。

在转速传感器500运行中，第一传力器和传感器单元561、571例 如将激励单元590激励沿着激励方向501振荡，其中检测单元580近似 以相同的振幅和相位随着激励单元590一起运动。如果该布置围绕与基 底平面正交的轴线转动，那么科氏力作用于激励单元590和检测单元 580，所述科氏力使检测单元580相对于激励单元590沿着检测方向502 偏转。第二传力器和传感器单元562、572对检测单元580的偏转进行 检测并进而检测围绕与基底平面正交的轴线的转动运动。

根据一种实施形式，就在上文中所描述的装置200而言，传力器 和传感器单元561、571、562、572中的至少一个作用为致动器和或激 励单元590或者检测单元580作用为振荡器。

根据转速传感器500的在图6C中所示的实施形式，第一传力器和 传感器单元561、571例如将激励单元590激励而沿着激励方向501以 谐振角频率ω₀振荡。在具有调节器主单元200和上述类型的调节器补 充单元600的调节回路中，因此检测单元580沿着检测方向502(x2- 振荡器)的振荡例如可以对应于如上文中所描述的谐波力信号。

x2-振荡器的偏转可以经由共同的可运动的电极上的电荷来检测， 所述电极构成在激励单元590上。电荷可以经由悬挂结构551中的一个 截取。电荷放大单元521放大被截取的信号。在被截取的信号被输送给 调节单元之前，通常解调单元以例如对应于谐振角频率ω₀的频率解调 被截获的信号，而本发明的该实施例设计为将未解调的谐波信号作为就 上文中而言的测量信号输送给调节器单元520。

对于振荡有效的阻尼s₀远小于谐振角频率ω₀。经由激励框架或者 激励单元590截取的信号部分描绘了激励单元590沿着激励方向501的 一同运动。干扰量(其源可能位于转速传感器500之外)或者在闭环系 统中测量量叠加振荡并且调制其振幅。调节器单元520从调制的谐波信 号中推导出用于第二传力器和传感器单元562、572的控制信号，所述 信号使得所述第二传力器和传感器单元抵消由干扰量引起的或者由测 量量引起的偏转。放大单元522将控制信号转换为适合的用于第二传力 器和传感器单元562、572的电极的复位信号。调节器单元520包括各 一个在上文中所描述的调节器主单元200和调节器补充单元600。

在图7所示的转速传感器505与在图6A中所示的转速传感器500 的区别在于设置在激励单元590与检测单元580之间的科氏单元585。 将科氏单元585耦联到激励单元590的第二弹簧元件542允许科氏单元 585沿着检测方向502相对于激励单元590偏转。能够部分地与载体基 底550连接的第三弹簧元件543将检测单元580耦联到科氏单元585， 使得检测单元580可以跟随科氏单元585沿着检测方向502而不是沿着 激励方向501的运动。检测单元580关于激励方向501被固定并且沿着 检测方向502是可运动的。

根据其它的实施形式，第一或第二传力器和传感器单元561、562、 571、572中的至少一个用作致动器，并且就在上文中所描述的装置而言 要么是激励单元590要么是检测单元580用作振荡器，或者激励单元590 和检测单元580都用作振荡器，所述装置根据所描述的带通调节器的原 理而运行。在此，传力器和传感器单元561和571用作用于x1振荡器 的传力器和传感器单元，并且传力器和传感器单元562和572用作用于 x2振荡器的传力器和传感器单元。

根据另一种实施形式的转速传感器包括在图6A或者在图7中示出 的结构中的两个，所述结构彼此耦联，使得激励单元在静止状态中彼此 实施相反的振荡。其它实施形式涉及具有在图6A或者在图7中所示的 布置中的四个的转速传感器，所述布置彼此耦联，使得激励单元中的每 两个在静止状态中进行彼此相反的振荡。

另一种实施形式与具有在图1、2A和2B中所示的由调节器主单元 200和调节器补充单元600构成的组合的转速传感器机构有关。调节器 主单元200包括至少一个用于谐波期望值信号的PI调节器225、325， 所述PI调节器就自身而言具有比例传递元件224、324和与比例传递元 件224、324并联地设置的积分传递元件222、322，其中调节器主单元 200的调节器输入端与这两种传递元件222、224、322、324连接。用于 谐波期望值信号的PI调节器225、325的传递函数在s平面中在调节器 角频率ω_r处具有共轭复极点或者在z平面中在处具有共轭复极点， 其中T是PI调节器325的离散的输入信号的采样时间并且ω_r大于0。

对此，积分传递元件222、322的积分作用系数和比例传递元件224、 324的放大因数被选择为，使得用于谐波参考量的PI调节器225、325 在将调节器角频率ω_r的通过阶跃函数调制的谐波输入信号加载在调节 器输入端上时适合于在调节器输出端上产生调节器角频率ω_r的具有提 高的振幅的谐波振荡。

用于谐波期望值信号的PI调节器225、325可以被理解为从用于 静止的期望值信号的传统的PT调节器中推导出的调节器并且与所述传 统的PI调节器的区别在于极点在s或者z平面中的位置。

图8与用于驱动具有谐波参考变量的调节装置的方法有关。传感 器单元产生测量信号，所述测量信号描绘了振荡器沿着激励方向的偏转 (802)。调节器扩展单元基于在致动器单元(804)去活时对振荡器的 残余振荡的实际相位和实际振幅的估计产生相位同步并且振幅相等的 谐波期望值信号。调节器主单元从测量信号和同步的期望值信号中产生 用于致动器单元的同步的控制信号，以至于致动器单元能够抵消振荡器 相对于谐波振荡的的偏差。随着提供同步的控制信号或者在提供同步的 控制信号之后，致动器单元被激活(806)。